Commande floue directe du couple d`un M SAP basée sur M .L.I
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Commande floue directe du couple d`un M SAP basée sur M .L.I
Commande floue directe du couple d'un M SAP basée sur M .L.I vectorielle O. OULEDALI*, A .MEROUFEL*, P. WIRA***, * Laboratoire L.D.D.I, Université d’ Adrar ** Laboratoire ICEPS, Département Electrotechnique, Université de Sidi bel-Abbes *** Laboratoire MIPS, Université du Mulhouse Cedex FRANCE E-mail : [email protected] Résumé: Dans cet article, nous présentons la stratégie de la commande directe du couple (DTC: Direct Torque Control) de la machine synchrone à aimants permanents (MSAP) avec comparateur flou par la technique MLI vectorielle (SVM : Space Vector Modulation). Cette méthode de commande permet de réduire les fluctuations du couple et du flux même en faible vitesse contrairement à la commande classique DTC où la fréquence de commutation est incontrôlable. Les résultats de simulations obtenus permettent d’évaluer et de mettre en évidence les performances de cette commande surtout dans le comportement du couple et du flux. Mots clés: MSAP, DTC, SVM, onduleur de tension, comparateur à hystérésis. Abstract : In this article, we present the strategy of the direct Torque control (DTC) of the permanent magnets synchronous machine (PMSM) with fuzzy comparator in controlled by the technique SVM (Space Vector Modulation). This method of control allows reducing the fluctuations of the torque and of the flux also in the low speed contrary with control of the classical DTC where the frequency of switching is incontrollable. Simulations results obtained allow demonstrate the performances of this command especially in the behavior of the couple and the flux. Keywords: Permanent Magnet Synchronous Machine (PMSM), DTC, flou,SVM, voltage inverter. I. INTRODUCTION La méthode de contrôle direct du couple appelée souvent commande DTC (Direct torque control) a été proposée par DEPENBROCK et TAKAHASHI pour la conduite des machines asynchrones [1,2]. Par la suite de nombreux travaux de recherche ont été développés dans ce domaine [3,4,5] pour améliorer les performances de cette technique et concurrencer la commande vectorielle [6]. La tendance actuelle est de remplacer le moteur asynchrone par le moteur synchrone à aimants permanents qui est de coût faible et de rapport couple inertie beaucoup plus important [7]. La commande DTC est basée sur un choix approprié de la vectrice tension imposée par l’onduleur pour développer le couple désiré. Elle a plusieurs avantages par rapport aux techniques conventionnelles [8,9]. Une dynamique rapide du couple, une robustesse par rapport au variations paramétriques, une simplicité de commande à faible coût de calcul, sans transformation de Park et un contrôle du couple indépendant du flux. En contrepartie, sa fréquence de commutation est variable et difficile à maîtriser du fait de l’utilisation des contrôleurs à hystérésis. A cet effet, des ondulations élevées apparaissent sur le couple et le flux [10], ce qui a créé un vaste champ de recherche et par conséquent, plusieurs recherches ont été développées pour l’amélioration de la distorsion harmonique de l’onde de sortie de l’onduleur de tension. Elles ont conduit à une évolution importante de la conception de la commande de l’onduleur. C’est dans cet esprit qu’a été développée la technique MLI échantillonnée, afin que la commande du convertisseur statique soit, elle aussi, synthétisée de manière numérique. Dans le cadre cette activité, et dans le but de maîtriser la fréquence de commutation, on s’intéresse à la modulation vectorielle, nommée généralement SVM (Space Vector Modulation) avec des régulateurs flous de couple et flux. Cette méthode, permet de générer le vecteur tension dont la position et le module sont choisis de telle manière à conduire le vecteur flux statorique et le couple électromagnétique vers leur référence d'une manière optimale [12,13,14] . II. DTC CLASSIQUE 2.1- Modélisation de MSAP le modèle de MSAP sans amortisseurs, dans repère de Parck, tient compte des hypothèses simplificatrices suivantes : un régime de fonctionnement non saturé sans pertes et une répartition de l’onde magnétique sinusoïdale, , est défini par les équations suivantes: a- Equations électriques d d q dt d Vq Rs I q q d dt Vd Rs I d (1) b- Equations du flux d Ld id r q Lq iq (2) c- Equation du couple électromagnétique Cem p( Ld Lq ) I d I q p r I q (3) d- Equation mécanique j dΩr FΩr Cem Cr dt (4) 2.2. Principe de la commande DTC Le contrôle direct du couple d’une machine synchrone à aimants permanents repose sur le choix approprié d'un vecteur de tension à partir d'une table de sélection pour délivrer le vecteur tension statorique. . Dans ce choix, on utilise des comparateurs à hystérésis dont la fonction est de contrôler l’état du système, à savoir ici l’amplitude du flux statorique et du couple électromagnétique[12,13]. La structure générale de DTC classique illustrée par la figure suivante : L va vb vc C Table de selection s Cf sref Is Vs - + Estimateur du couple et de flux - Fig.1 la structure générale de DTC classique La tension d'alimentation est délivrée par un onduleur de tension, dont l’état des interrupteurs, supposés parfaits, est représenté par trois grandeurs booléennes de commande: 2 j 2π/ 3 j 4π/ 3 (5) U Sa S e Sc e b 3 0 La figure2 représente dans le plan complexe (α,β) les huit vecteurs de tension que peut générer l’onduleur : Vs V2 (110) V3 (010) 0 s VsTe (8) b. Contrôle du couple Le couple électromagnétique peut être estimé à partir des grandeurs estimées du flux (φsα, φsβ) et des grandeurs calculées du courant (isα, isβ): 3 p( s is s is ) 2 V7 (111) V0 (000) V1 (100) Cem 3 P S .r .sin 2 Ld c. Sélection des vecteurs de tension Lorsque le vecteur flux se trouve dans une zone numérotée ‘i’, le contrôle du flux et du couple est assuré en sélectionnant un des quatre vecteurs non nuls ou un des deux vecteurs nuls [1, 2, 3, 4]. Le rôle du vecteur tension sélectionné est décrit sur la figure3. 4 V5 (001) Fig.2 Représentation vectorielle des tensions a- .Contrôle du flux A partir du modèle simplifié de la MSAP dans un repère ( , ) lié au stator, le flux statorique est défini par l’équation suivante: t s (t ) (Vs Rs I s )dt 0 (6) (10) Où γ est l'angle entre les deux vecteurs flux statorique et rotorique . A partir de cette expression, si on maintient le flux statorique constant on peut contrôler le couple à partir l’angle γ. V6 (101) (9) D’autre part, pour la MSAP, le couple électromagnétique peut être exprimé de la manière suivante : 3 V4 (011) (7) Pendant une période d'échantillonnage, le vecteur tension appliqué à la machine reste constant, donc: Cem + Cref t s t s0 Vs dt Cette relation montre que si la période d'échantillonnage est fixe, Δφs est proportionnelle au vecteur tension appliqué au moteur. Dans le cas de la MSAP, le flux statorique change même si on applique une tension nulle lorsque les aimants tournent avec le rotor. Par conséquent, les vecteurs nuls ne sont pas utilisés dans le contrôle du flux. MSAP Ccp Si on suppose la chute de tension due à la résistance statorique négligeable par rapport la tension Vs, on trouve : V3 V4 V5 5 2 V2 , C s V1 1 s , C V6 s , C s , C 6 Fig.3 sélection de vecteur de tension selon la zone N=1 On élabore la table de la structure de commande en fonction des sorties du contrôleur à hystérésis du flux erreurs du couple Couple CT =1 CT =0 Flux N=1 N=2 Cf=1 V2 V3 N=3 N=4 N=5 N=6 V4 V5 V6 V1 Cf =0 V3 V4 V5 V6 V1 V2 Cf =1 V6 V1 V2 V3 V4 V5 Cf =0 V5 V6 V1 V2 V3 V4 Table.1 DTC classique C em et du flux s sont multipliées par des « facteurs d’échelles » afin d’obtenir les grandeurs normalisées n C et ns àl’aide des fonctions d’appartenance em trapézoïdale et triangulaire (fig.4). Ces grandeurs sont utilisées par le bloc de fuzzification afin d’être transformées en valeurs floues. Ces dernières sont utilisées par le bloc des règles de contrôle flou de type Sugeno pour obtenir la valeur de qui doit être ajoutée à l’angle du flux statorique. Le tableau V.1 montre la table proposée pour la sélection de l’angle . III. PRINCIPE DE LA COMMANDE FLOUE DIRECTE DU COUPLE La stratégie de la commande floue directe du couple avec MLI vectorielle d'un MSAP est présenté par la figure (4), cette stratégie est basée sur le remplacement des comparateurs à hystérésis et de la table de commutation par deux régulateurs à logique floue qui génère le module et l’angle de vecteur tension dans le but d’amener le flux statorique et le couple électromagnétique vers leurs références d’une façon optimale,[11,12]. Ce vecteur est utilisé par une commande MLI vectorielle afin de générer les impulsions permettant la commande des interrupteurs de l’onduleur. u( ~ e s ) ~ e s VDC MSAP u( ~ eC em ) Vsa Vsb I sb I sa Sa Sb Sc abc MLI vectoriell e αβ S Vs + - S Contrôleurs à logique floue C flx Ccpl - s s* + Vs ( ) Estimation du flux et couple C em Cem ~ eC em I s ( ) Fig 4 : Fonctions d’appartenance pour les variables d’entrée du contrôleur flou (FLC 1) s N P Z et s Cem* Fig.4 la structure générale de la commande floue directe du couple C em P Z 4 0 N P Z 4 2 2 N P Z 3 2 4 N 3.2 Sélection de la position du vecteur tension L’angle du vecteur de tension de référence par rapport au vecteur flux statorique doit être choisi de manière à maintenir le flux statorique et le couple dans une bande dans une bande d’erreur optimale autour de leur valeur de référence. d’hystérésis bien définie. Les Tableau 2 : Angle incrément du vecteur tension . 3 4 3.3 Sélection du module du vecteur tension Le module du vecteur tension doit être choisi de manière à minimiser l’erreur du couple et du flux. Un contrôleur à logique floue est conçu afin de générer le module du vecteur tension approprié (FLC 2),la figure 4 illustre les fonctions d’appartenance pour les variables d’entrées et de sorties du contrôleur [11,12,13] ~ eCem NG NM NP EZ PP PM PG NG PG PM PP PP PP PM PG NM PG PM PP PP PP PM PG NP PG PM PP EZ PP PM PG EZ PG PM PP EZ PP PM PG PP PG PM PP EZ PP PM PG PM PG PM PP PP PP PM PG PG PG PM PP PP PP PM PG ~ es u( ~ e s ) Tableau 3 : Tableau des règles de décision floue ~ e s 3.3Génération des états des interrupteurs de l’onduleur Le vecteur tension obtenu à partir de la caractéristique Vs f ( Cem ) est livré à la modulation vectorielle qui à son tour génère les états S a , S b et u( ~eC em ) S c des interrupteurs en utilisant l’algorithme suivant [10,11] : a)Calcul les composantes biphasées V , V du vecteur tension désiré V s en utilisant les équations suivantes : Vs Vs cos( s ) Vs Vs sin( s ) ~e Cem (11) b) Calcul du secteur où se trouve le vecteur tension désiré. c) Obtenir les vecteurs de commutation V1 et V2 ainsi que leur cycle de fonctionnement t1 et t 2 .Calculer ensuite le cycle de fonctionnement du vecteur de commutation nul ( t 0 1 t1 t 2 ). d) Calcul de la position relative de l’horloge (PRH) dans le temps d’échantillonnage en utilisant les équations suivantes : (12) PRH Rem(t/Ts)/Ts u( u~Vs ) La valeur du PRH permet d’obtenir les composantes S a , S b et S c du vecteur de commutation selon la routine suivante : Sinon, si u~Vs Fig .4 Fonctions d’appartenance pour les ariablesd’entrée et de sortie du contrôleur flou (FLC 2) PRH t 0 /4 t 1 / 2 alors le vecteur de commutation est SV1 PRH t 0 /4 (t 1 t 2 ) / 2 alors le Sinon, si vecteur de commutation est SV2 Sinon, si PRH 3t 0 /4 (t 1 t 2 ) / 2 alors le vecteur (1 1 1) Sinon, si PRH 3t 0 /4 t 1 / 2 t 2 alors le de commutation est V7 SV2 Sinon, si PRH 3t 0 /4 t 1 t 2 alors le vecteur de commutation est SV1 vecteur de commutation est Sinon, le vecteur de commutation est IV. RESULTATS de SIMULATION Les résultats de simulation de la commande DTC appliquée à la MSAP sont illustrés dans la figure.6 (a : DTC-classique, b : DTC-flou).On remarque,une réduction considérable des ondulations du couple et du flux. avec moins distorsion du courant par l'utilisation de la MLI vectorielle .D’autre part, La commande SVMDTC Flou présente une fréquence de commutation constante avec un temps de réponse du couple et du flux plus lent que celui de la commande DTC classique V.CONCLUSION Dans cet article, nous avons présenté la stratégie de la commande directe de couple floue basée sur MLI vectorielle . Cette technique est caractérisée par une fréquence de commutation constante qui réduit les pertes de commutation dans l’onduleur et réduit les harmoniques du couple et du flux. VI. REFERENCES [1] M.Depenbrock, "Direct self control DSC of divert fed induction machine, " IEEE Trans. Power electronics, vol 3, N0 4, pp 420-429, oct 1988. [2] Takahashi and Y.Ohmori, "High performance direct torque control of an induction motors, " IEEE Trans, Ind Applicat, vol 25, N0 2, pp 257-264, March /april/1989 [3] Yen-shin lai, Wen-ke wang and Yen-chang chen, "Novel switching techniques for reducing the speed ripple of AC drives with Direct Torque Control, " IEEE trans, on Ind, electronics, vol 51, N0 4, pp 768-775, August 2004. [4] Cristian lascu, Ion boldea and Fede Blaabjerg, "A modified Direct Torque Control for induction motors sensorless drive, " IEEE Trans, Ind Applicat, vol 26, N0 1, pp 112-130, January /February/2000 [5] Manuele Bertoluuzzo, Giuseppe Buja and Roberte Menis, " Direct Torque Control of an induction motor using a single current sensor, " IEEE Trans, Ind ,electronics, vol 55, N0 3, pp 778-784, jun 2006 [6] D. CASADEI¤, G. SERRA, A. TANI, and L. ZARRI ZARRI "Assessment of direct torque control for induction motor drives ", bulletin of the polish academy of sciences technical sciences vol. 54, no. 3, 2006 [7] L.Zhono, M.F, Rahman, W.Y .Hu and K.W. Lin "Analysis of Direct Torque Control in permanent magnet synchronous motor drivers” IEEE Trans, on Power Electronic, vol 12, pp 528-536, May 1997. [8]Y.A.Chapuis,D.Roye et Courtine, " Commande Directe du couple d’une machine asynchrone par le contrôle direct de son flux statorique, "J.phys. 3 France 5, pp 863-880, June 1995. [9] P.Xas " Sensorler vector and Direct Torque Control,” Oxford, UK.ooxford univ press 1998. [10] J.Kang and S.Sul " Torque ripple minimization strategy for Direct Torque Control of induction motor "IEEE Trans, IAZ 98, oct 1998, pp 546551, St Louis, USA 1998. [11]M.NOUR ,"Commande Floue Directe du Couple Electromagnétique d’une Machine Asynchrone ," mémoire de magister ENSET-Oran, 2007 [12] A.MILOUDI, "Etude Et Conception De Régulateurs Robustes Dans Différentes Stratégies De Commandes D’un Moteur Asynchrone, " thèse de Doctorat, U.S.T.O, Oran, Algérie, Juin 2006. [13] K.HARTANI, "Contribution à la stabilité du véhicule électrique à l'aide du contrôle des systèmes anti-patinage , " thèse de Doctorat, U.S.T.O, Oran, Algérie, Juin 2007. [14]A.,AMEUR "Commande sans capteur de vitesse par DTC d'un moteur synchrone à aimants permanents en utilisant des techniques intelligence artificielle " thèse de Doctorat, Université Batna, Algérie, Mai 2012. 0.14 0.14 0.12 0.12 0.1 Flux(Wb) 0.08 0.06 0.08 0.06 0.04 0.04 0.02 0.02 0 0 0.1 0.2 0.3 Temps(s) 0.4 0 0.1 0.2 0.3 Temps(s) 0.5 0.4 0.5 6 6 5 5 Couple(N.m) Couple (N.m) 4 4 3 3 2 2 1 1 0 0 0 0.1 0.2 0.3 Temps(s) 0.4 10 10 8 8 6 6 4 4 2 2 0 0.1 0.2 0.3 Temps(s) 0.4 0.5 0 0.1 0.2 0.3 Temps(s) 0.4 0.5 0 -2 -2 -4 -4 -6 -6 -8 -10 0 0.5 Ia(A) Ia(A) -8 0 0.2 0.4 0.6 Temps(s) 0.8 -10 1 0.15 0.15 0.1 0.1 0.05 0.05 Phi alpha(Wb) 0 phi alpha (Wb) Flux(Wb ) 0.1 0 0 -0.05 -0.05 -0.1 -0.1 -0.1 -0.05 0 0.05 phi Beta(Wb) 0.1 (a) Commande DTC-classique 0.15 -0.1 -0.05 0 0.05 0.1 Phi Beta(Wb) (a) Commande DTC-Floue 0.15