chapitre i i. caracterisation des diodes pin en commutation

Transcription

CHAPITRE I:
CARACTERISATION DES DIODES PIN EN COMMUTATION
CHAPITRE I
I. CARACTERISATION DES DIODES PIN EN COMMUTATION
I.1. INTRODUCTION
Les composants de puissance et en particulier les diodes PIN trouvent des
applications en nombre croissant dans le domaine de l’électronique industrielle qui exige de
plus en plus de performances en termes de :
° chute de tension en polarisation directe, chute qui doit être la plus faible possible pour
limiter les pertes lors de la circulation de courants d’intensité élevée,
° tension de claquage qui doit être haute mais qui dépend naturellement de l’application,
° densité de courant en polarisation directe qui doit être élevée mais dépend naturellement
de l’application,
° vitesse de commutation qui est souhaitée très élevée pour satisfaire la montée en
fréquence des systèmes de puissance et pour minimiser les contraintes sur l’interrupteur
principal.
La physique des semi-conducteurs nous montre qu’il n’est pas possible de satisfaire
simultanément ces quatre exigences. Par conséquent les fabricants de composants réalisent
des compromis pour satisfaire au mieux ces contraintes. En effet, pour les diodes PIN, les
paramètres physiques qui jouent un rôle primordial pour atteindre un meilleur compromis
sont: la concentration des atomes dopants, ND, dans la zone centrale, la largeur de la zone
centrale de la diode, Wν, la surface active du composant A et la durée de vie ambipolaire, τ.
Les valeurs de ces paramètres technologiques dépendent du domaine d’application visé.
THESE - Hatem Garrab
Contribution à la modélisation électro-thermique
de la cellule de commutation MOS-Diode
-6-
CHAPITRE I:
Vue l’augmentation importante de la fréquence de découpage des systèmes électroniques
de puissance, notre travail portera sur l’étude des formes d’ondes du courant et de la tension
aux bornes des diodes PIN ultra-rapides, lors de la commutation. La diode PIN est le
dispositif presque indispensable dans les systèmes électroniques de puissance.
Dans la première partie de ce chapitre, nous rappelons brièvement l’aspect technologique et
physique de la diode de puissance. La description comportementale de la commutation au
blocage fera l’objet de la deuxième partie. La troisième partie sera consacrée à la
présentation du banc de mesure, développé au sein de notre laboratoire. En disposant de ce
banc de mesure et en adoptant des techniques de mesure du courant et de la tension,
diverses diodes PIN ont été caractérisées en commutation. Puisque le blocage de la diode
PIN est assuré par un transistor MOSFET dans notre circuit de commutation, il est
indispensable de tenir compte de ce dispositif lors de la modélisation du circuit de test. D’où
la nécessité de modéliser cet interrupteur commandé pour la simulation du comportement
transitoire des diodes PIN en commutation.
I.2. Aspect technologique de la diode pin de puissance
I.2.1 PROFIL DE DOPAGE DE LA DIODE PIN DE PUISSANCE
L’allure générale du profil de dopage de la diode de puissance PIN est représentée dans la
figure I.1, pour chacune de deux versions disponibles sur le marché. Elles se différencient
pour des raisons purement technologiques, en fonction de leur calibre, déterminé par la
tension de claquage VBR. On distingue deux cas :
- Haute tension (VBR ≥ 1500 V ) on utilise la technologie toute diffusée [Arnould-92]. Le
matériau de départ est un substrat homogène faiblement dopé de grande résistivité ( 10 à
100 Ω.cm ) dans lequel sont réalisées des diffusions sur chaque face. L’épaisseur de la zone
centrale Wv est importante, et assez difficile à contrôler lors du processus de fabrication.
-7-
CHAPITRE I:
Concentration
(at.cm-3)
N+ diffusé
P diffusé
Substrat homogène
d’origine peu dopé
(10 à 100 Ω.cm)
N+
ν
P+
x
XJN
30 à 150µm
Wν
30 à 500µm
XJP
10 à 50µm
e
Cas a
Figure I.1 (a): Allure du profil de dopage d’une diode PIN, technologie " tout diffusé ", [Anould-92].
Concentration
(at.cm-3)
Substrat homogène
d’origine très dopé
(30 à 10 mΩ.cm)
Diffusion P
dans le dépôt
épitaxie
N+
P+
ν
XJN
x
Wν
5 à 50µm
XJP
5 à 20µm
W épi Dépôt épitaxié
peu dopé (2 à 20 Ω.cm)
W substrat
400 à 500µm
Cas b
Figure I.1 (b): Allure du profil de dopage d’une diode PIN, technologie " épi diffusée " [Anould-92].
-8-
CHAPITRE I:
- Pour les basses et moyennes tensions ne nécessitant pas une épaisseur Wv trop
importante, les diodes sont épi-diffusées. Sur un substrat fortement dopé N+, on fait croître
une couche (ou plusieurs) épitaxiée, faiblement dopée, d’épaisseur raisonnable et bien
contrôlée, dans laquelle on diffuse, ou on implante, une couche P+ pour former l’anode. Lors
des différents recuits, les zones diffusées ou implantées vont évoluer et modifier notamment
l’épaisseur de la zone épitaxiée.
Pour avoir des commutations douces des diodes PIN épi-diffusées, et éviter le risque
de leur claquage particulièrement pour des tensions élevées appliquées en inverse, un profil
de dopage amélioré a été proposé dans la littérature [Baliga-87] (figure I.2). Il s’agit d’un
substrat fortement dopé N+ sur le quel on fait croître successivement deux couches
épitaxiées faiblement dopées et d’épaisseurs raisonnables et bien contrôlées. Le dopage de
la première couche épitaxiée doit être suffisamment élevé pour limiter la dispersion de la
zone de déplétion et suffisamment faible pour permettre toujours la modulation de la
conductivité. La deuxième couche épitaxiée est responsable de la tenue en tension en
inverse. Sur cette dernière on diffuse ou on implante une couche P+ pour former l’anode.
Il existe d’autres variantes pour le contrôle de la région N-N+.
Substrat homogène
d’origine très dopé
(30 à 10 mΩ.cm)
Concentration
(at.cm-3)
Diffusion P
dans le dépôt
épitaxie
N+
P+
XJN
ν
x
Wν
5 à 50µm
XJP
5 à 20µm
W épi Dépôt épitaxié
peu dopé (2 à 20 Ω.cm)
W substrat
400 à 500µm
Figure I.2 : Allure du profil de dopage amélioré de la diode PIN avec une technologie épi-diffusée
-9-
CHAPITRE I:
I.2.2 LES PROTECTIONS PERIPHERIQUES
La littérature propose plusieurs techniques de protection. Les plus couramment
utilisées par les concepteurs, de part leur simplicité de réalisation et leur efficacité, sont la
structure Mesa [Lanois-97] (figure I.3), l’extension latérale de jonction (JTE) [Temple-76]
(figure I.4) et les anneaux de garde [Alder-77] (figure I.5). La fonction qu’ils assurent est
d’étaler les équipotentielles en périphérie de la jonction polarisée en inverse. L’étalement des
équipotentielles permet de diminuer localement l’amplitude du champ électrique à la
périphérie pour éviter la génération des porteurs par un phénomène d’avalanche, et par
conséquent un claquage prématuré en périphérie de la jonction par rapport au volume.
A
θ
P+
N
N+
K
Fig I.3: Structure Mesa
A
P+
P
P
P
N
N+
K
Fig I.5: Anneaux de garde
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CHAPITRE I:
A
P+
P
N
N+
K
Fig I.4: JTE
I.3. ASPECT PHYSIQUE
Les concepts de la physique des semi-conducteurs sont représentés par des équations
mathématiques. Dans un modèle unidimensionnel, ces équations sont [SZE-81] :
a) l’équation de Poisson
∂E
ρ ( x, t )
( x, t ) =
ε
∂x
où ρ ( x, t ) = q[Γ( x) + p ( x, t ) − n( x, t )]
et Γ( x) = N D ( x) − N A ( x)
(Eq I.1)
(Eq I.2)
(Eq I.3)
b) la définition du potentiel électrique (Equation de Faraday)
∂Ψ
( x, t ) = − E ( x, t )
∂x
(Eq I.4)
c) les équations de continuité pour les électrons et les trous
∂p
1 ∂J p
( x, t )
( x, t ) = −U ( x, t ) −
q ∂x
∂x
(Eq I.5)
∂n
1 ∂J n
( x, t )
( x, t ) = −U ( x, t ) +
q ∂x
∂t
(Eq I.6)
-11-
CHAPITRE I:
où le taux de génération-recombinaison (Shockley–Read-Hall) est :
pn − ni
τ p n + τ n p + τ 0 ni
2
U ( x, t ) =
avec τ 0 ni = p1τ n + τ p n1
(Eq I.7)
(Eq I.8)
d) les équations de transport: conduction et diffusion
J p ( x, t ) = qµ p p( x, t ) E ( x, t ) − qD p
J n ( x, t ) = qµ n n( x, t ) E ( x, t ) + qDn
∂p
( x, t )
∂x
∂n
( x, t )
∂x
(Eq I.9)
(Eq I.10)
La physique des semi-conducteurs impose des contraintes importantes pour la
réalisation des diodes de puissance à commutation rapide. En effet, il n’est pas possible
d’avoir simultanément une grande rapidité, une tenue en tension inverse élevée et une faible
chute de tension à l’état passant. Nous allons passer en revue ces trois caractéristiques pour
mettre en évidence les contraintes imposées par chacune d’entre elles et montrer ainsi les
bases des compromis nécessaires.
La tenue en tension en volume est liée au dopage ND et à la largeur Wν de la zone centrale.
La figure I.6 montre l’évolution de la tension de claquage en fonction de la concentration de
dopants et de l’épaisseur de la zone centrale pour une diode PIN en silicium.
Sous polarisation inverse la zone de charge d’espace (ZCE), siège d'un champ électrique,
s'élargit de part et d'autre de la jonction métallurgique et entraîne la désertion en porteurs
libres à l'intérieur de ses limites. La distribution du champ électrique est alors fonction des
concentrations en atomes dopants ionisés dans les régions P et N. Le champ étant maximal
à la jonction.
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CHAPITRE I:
Région de coude
Figure I.6 : Tension de claquage en fonction de la concentration et de l’épaisseur de la zone centrale
d’une diode PvN [Arnould-92]
La neutralité globale de la ZCE implique une égalité des charges de chaque coté de la
jonction et par conséquent une extension de la ZCE plus importante du côté le moins dopé
c'est à dire du côté de la zone centrale. Lorsque la tension inverse appliquée augmente, le
champ électrique maximal augmente avec l'extension de la ZCE, la forme du champ est soit
triangulaire tant que cette extension reste inférieure à l'épaisseur de la zone centrale, soit
trapézoïdale lorsqu'elle est supérieure. Dans ce dernier cas, il y a percement de la zone
centrale. Lorsque le champ électrique atteint une valeur maximale appelée champ critique
(Ec), les porteurs accélérés dans la ZCE acquièrent suffisamment d'énergie, entre deux
interactions avec les atomes du réseau, pour ioniser ceux-ci et créer ainsi des paires
électron-trou qui, accélérées à leur tour peuvent provoquer l'ionisation d'autres atomes. C'est
le phénomène d'avalanche qui survient donc pour une valeur critique du champ électrique,
-13-
CHAPITRE I:
elle-même atteinte pour une valeur particulière de la tension inverse appliquée, appelée
tension de claquage (VBR).
Dans la pratique, le compromis entre la tenue en tension et une faible chute de tension à
l'état passant impose que l'avalanche survienne dans les conditions de percement.
A partir du schéma de la figure I.6 on vérifie que :
° Pour un dopage ND donné, la tenue en tension est plus faible si on réduit la largeur Wν de
la zone centrale.
° Pour une même largeur Wν de la couche centrale, l'augmentation du dopage entraîne une
diminution de la tension de claquage. Le champ électrique critique est un paramètre
physique du silicium, fonction du dopage et de la température [Baliga-87,Arnould-92].
En conséquence, la réalisation d'une diode à forte tenue en tension implique la présence
d'une zone centrale faiblement dopée et de grande épaisseur Wν. Cette couche présenterait
donc une résistance importante proportionnelle à Wν et inversement proportionnelle à la
surface A si la conduction devait être assurée par les seuls porteurs majoritaires. Pour ce
type de diode on devrait avoir une grande chute de tension à l'état passant qui serait
directement liée à la résistivité et à la largeur Wν de la zone centrale.
Heureusement, dans les cas pratiques en polarisation directe, la diode passe en régime de
fort niveau d’injection. Cela veut dire que les porteurs minoritaires injectés à travers la zone
de charge d'espace sont en nombre supérieur à leur dopage initial dans la zone la moins
dopée. Elle est complètement remplie par une zone en forte injection que l'on appelle aussi
la zone de plasma. C'est une zone neutre où l'équilibre électrostatique est réalisé entre les
concentrations en électrons et en trous. Quand la condition de forte injection n’est pas
présente partout dans la zone épitaxiée, un terme de dérive du courant (assisté par champ)
s’ajoute au terme de diffusion, d’autant plus que la polarisation directe de la diode est faible.
Il en résulte alors une diminution importante de la chute de tension aux bornes de la zone
faiblement dopée, qui est devenue la zone de plasma. Malgré une grande épaisseur de la
zone de plasma, la chute de tension à l'état passant peut être très faible. Par exemple pour
une zone centrale de type N de 1014 cm-3 (~40 Ω.cm) d’épaisseur 100µm après injection à 1017
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CHAPITRE I:
cm-3, la résistivité apparente est 1000 fois plus faible qu'à l'origine (~0.04Ω.cm), ce qui donne
une faible chute de tension à l'état stationnaire [Arnould-92]. La chute de tension devient une
fonction complexe qui dépend de la quantité de charges stockées, de la largeur de la zone
de plasma et de la durée de vie ambipolaire τ. Celle-ci est la somme des durées de vie des
électrons et des trous
τ = τn +τ p
(Eq. I.11).
Le prix à payer, outre le fait d’avoir simultanément une faible chute de tension à l'état
passant et une grande tenue en tension, est l’installation d’une importante quantité de
charges dans la zone de plasma qu’il faudra évacuer avant d’espérer commuter de l’état
passant à l’état bloqué.
En régime dynamique on constate que l'évacuation de cette charge est d'autant plus lente
que la durée de vie ambipolaire est grande. La durée de vie peut être contrôlée par diffusion
de métaux lourds (Au, Pt) ou par bombardement électronique. L'injection de ces métaux
lourds permet d'améliorer les temps de commutation mais dégrade la chute de tension à
l'état passant et augmente les courants de fuites. On peut aussi utiliser l’irradiation
électronique d’énergie supérieure au MeV. Elle a pour avantage d’être faite à température
ambiante, après fabrication complète de la plaquette et d’être facilement ajustée à la valeur
désirée. En pratique la largeur Wν et le dopage ND de la zone faiblement dopée des diodes
PIN optimisées sont situées dans les régions de coudes de la figure I.6. Ceci va être analysé
en détail dans le chapitre III (paragraphe III.7.2).
I.4. DESCRIPTION COMPORTEMENTALE DE LA COMMUTATION DE LA DIODE PIN
Dans ce paragraphe, nous allons étudier les différentes formes d’ondes du courant et de la
tension aux bornes de la diode PIN soumise à une mise en conduction et à un blocage. La
diode en commutation, n’a rien d’un interrupteur idéal. Les formes d’ondes du courant et de
la tension représentées dans la figure I.7 montrent les surtensions obtenues soit à la mise en
conduction soit au blocage de la diode ainsi que le phénomène du recouvrement inverse par
le courant lors du blocage.
-15-
CHAPITRE I:
Ces phénomènes transitoires peuvent être préjudiciables à la diode elle même et aux
éléments semi-conducteurs auxquels elle est associée.
I
Diode
parfaite
I
Diode
réelle
t
t
trr
V
V
t
t
tFR
VR
VR
Figure I.7 : Formes d’onde d’une diode en commutation
I.4.1. LA MISE EN CONDUCTION
LD
IF
Diode
VR
Interrupteur
M
2
1
Figure I.8: Circuit de commutation à la fermeture d’une diode de puissance.
LD est l’inductance de maille.
-16-
CHAPITRE I:
L’établissement du courant dans une diode de puissance peut se faire en ouvrant
l’interrupteur M tel que le montre la figure I.8. En effet, la diode initialement bloquée (état (1)
) et tenant la tension appliquée VR va se mettre à conduire et la tension va se trouver
presque totalement aux bornes de l’interrupteur (état (2)). On constate alors que la
croissance du courant s’accompagne d’une surtension directe, dont la valeur maximale est
VFP, pendant un temps tFR, comme le montre la figure I.9.
I0
réelle
IF
t
VF
VFP
t
tFR
Figure I.9 : Commutation à la mise en conduction d’une diode
Cette surtension VFP et le temps de recouvrement direct tFR sont les deux paramètres qui
vont caractériser la rapidité de la mise en conduction de la diode. On interprète ce
phénomène comme ayant un caractère résistif. Il correspond à une variation de la résistance
apparente de la diode en fonction du temps. Cette variation qui va de quelques ohms à
l’établissement du courant, pour atteindre quelques milliohms au bout d’un temps peu
différent de tFR. Elle est due à l’accroissement des concentrations de porteurs «minoritaires»
injectés dans la zone centrale de la diode. Cette injection modifie le processus de
conduction, le courant étant de plus en plus véhiculé par diffusion. Il en résulte que la
résistance apparente de la zone centrale ainsi donc que la chute de tension aux bornes de la
diode, décroît avec le temps.
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CHAPITRE I:
I.4.2. BLOCAGE DE LA DIODE
Le blocage de la diode PIN peut être produit par la fermeture de l’interrupteur M tel que le
montre la figure I.10. Cette dernière présente la configuration la plus simple commune aux
convertisseurs pour représenter le comportement transitoire de la diode, rencontré en
pratique [MOREL-94, ANTONIO-94, ANTONIO-97]. Le pire cas pour les pertes électriques
des diodes PIN apparaît lors de l’ouverture. C’est pour cela que notre travail de recherche
sera focalisé sur l’étude transitoire et la modélisation des diodes PIN lors de l’ouverture.
iA
LD
vdiode
IF
Diode
VR
Interrupteur
M
2
1
vM
Figure I.10: Circuit de commutation à l’ouverture d’une diode de puissance.
LD est l’inductance de maille.
Les formes d’onde du courant et de la tension à l’ouverture sont montrées dans la figure I.11.
et décrites dans le paragraphe suivant.
Sur ces caractéristiques transitoires, nous définissons les paramètres qui sont liés aux
caractéristiques internes de la diode [Thomson-83]:
IRM : courant inverse maximum,
VRM : tension inverse maximum,
tRR : temps de recouvrement inverse,
dvF / dt : pente de la tension inverse au moment du passage à IRM ,
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CHAPITRE I:
dIR /dt : pente du courant de recouvrement au moment du passage à VRM.
Les autres paramètres sont externes à la diode; ils résultent des conditions expérimentales
du circuit de test:
diA/dt : Pente de décroissance du courant passant dans la diode iA,
VR : Tension inverse appliquée,
IF : Courant direct dans la diode au moment du blocage.
A partir de la fermeture de l’interrupteur, soit de l’instant t0, on observe une décroissance du
courant iA donnée par l’équation de maille du circuit de commutation :
−V − v
+v
di A
= R diode M (Eq I.12). Si M commute rapidement, la tension à ces bornes,
dt
LD
vM peut être négligeable par rapport à VR. La tension aux bornes de la diode vdiode reste
légèrement positive à cause de la présence de la zone plasma dans la région centrale de la
diode. Cela permet de négliger aussi la valeur de vdiode par rapport à VR
di A
−V
= R
dt
LD
(Eq I.13)
La vitesse de commutation diA/dt est donc proportionnelle à la tension inverse appliquée et
inversement proportionnelle à l’inductance du circuit de commutation. Dans la pratique cette
inductance représente l’inductance parasite du câblage. A partir de t1 le courant s’inverse et
donne lieu à une pointe de courant dite « courant de recouvrement inverse ». A partir de t1
jusqu’à t2 la tension VF reste positive. En effet, tant que la concentration en porteurs
minoritaires au voisinage de la jonction PN est supérieure à la concentration ND dans la zone
centrale, aucune zone de charge d’espace ne peut se développer et la diode reste polarisée
en direct. La tension v(t) aux bornes de la diode reste à peu près constante. Puis à partir de
t2 la tension aux bornes de la diode donne lieu à une surtension inverse en t4 dont la pointe
coïncide avec le point d’inflexion de la remontée du courant. Le mécanisme de la remontée
du courant inverse à partir de t3 est très différent de ce qu’il était auparavant car c’est ici la
diode et non le circuit extérieur qui impose la vitesse de cette remontée. En effet entre t3 et
t4, la diode impose la vitesse de remontée dIR/dt dont résulte une surtension
-19-
CHAPITRE I:
∆vD = LD dIR /dt qui prend naissance dans l’inductance série LD et s’ajoute à la tension VR.
4
IF = iA
tRR
2
0
-2
Idiode[A]
-4
-6
0.1 IRM
dIR/dt
dIF/dt
-8
-10
-12
-14
IRM
-16
100,00n
125,00n
150,00n
0
tVRM1
tVRM
-50
VRM1
-100
dvF/dt
Vdiode[V]
-150
-200
-250
-300
-350
-400
t0
t1
t2
t3
VRM
t4
t5
100,00n
125,00n
150,00n
Temps[s]
Figure I.11 : caractéristiques transitoires de l’ouverture d’une diode PIN simulées par le logiciel
DESSIS-ISE ( VR = 150 V, IF = 2 A, LD = 100 nH, A = 3,26 mm2 , Wν = 40 µm , τ = 180 ns, xJP = 16 µm,
xJN = 72 µm ).
-20-
CHAPITRE I:
La tension inverse atteint alors sa valeur maximale inverse VRM. Dans cette phase, le
comportement de la diode est donc déterminé par l’interaction entre la zone de plasma, la
zone de charge d’espace et le circuit externe. En fin de recouvrement, la diode se comporte
alors comme une capacité non linéaire en série avec l’inductance et les résistances du
circuit, ce qui donne une réponse oscillatoire amortie du système avec une décroissance
rapide du courant [Gamal-92]. Si la charge stockée dans la zone centrale est importante, elle
s’évacue par extraction aux limites de la zone neutre, et par recombinaison. La zone de
plasma joue alors un rôle important et la diode présente un recouvrement plus amorti.
I.4.3. INTERPRETATION DU PHENOMENE DE RECOUVREMENT INVERSE DE LA DIODE DE PUISSANCE
On interprète ce phénomène par les considérations suivantes: pendant la conduction, un
régime de fort niveau d’injection s’établit dans la zone centrale de diode la PIN. L’intégration
des équations de continuité en supposant que les trous et les électrons se recombinent
avant d’atteindre l’autre côté (durée de vie faible), donne la quantité de charges
emmagasinées, Q0 = τ IF dite « charge stockée » dans la zone faiblement dopée, τ étant la
durée de vie ambipolaire et IF le courant direct dans la diode. Pour que la diode soit bloquée,
toute cette charge doit être éliminée. Or, pendant le blocage une partie de ces charges
disparaît spontanément par recombinaison à l’intérieur du semi-conducteur, et l’autre partie
QR dite « charge recouvrée » est évacuée par le courant inverse. Cette charge recouvrée
peut être décomposée en deux parties : une charge recouvrée Q1 de t1 à t3 et une charge
recouvrée Q’ de t3 à t5 ( QR = Q1+Q’). Si la vitesse de variation du courant pendant le
recouvrement inverse est très grande, la recombinaison interne est négligeable et la charge
recouvrée est très voisine de la charge stockée. Or, c’est cette charge recouvrée qui
engendre le courant de recouvrement inverse et toutes ses conséquences. En particulier, la
vitesse de décroissance du courant inverse à partir de t3 est déterminante pour l’importance
de la surtension. Les diodes à remontée de courant très rapide doivent supporter de fortes
surtensions.
-21-
CHAPITRE I:
I.5. BANC DE MESURE CARACTERISANT LES DIODES PIN EN COMMUTATION
Ce banc a été initialement développé par C.C.LIN [Lin-94]. Il est depuis continuellement
amélioré. Pour caractériser les diodes PIN ultra-rapides de puissance à l’ouverture nous
allons présenter le circuit de commutation donné dans les figures I.8 et I.10. Puisque ce
circuit contient un interrupteur commandé, les caractéristiques du circuit de commande de
l’interrupteur sont importantes en terme de vitesse de commutation. En effet, si l’interrupteur
commandé commute lentement à la fermeture, le blocage de la diode sera fortement
dépendant de ce dernier. Afin de s’affranchir en partie de cette dépendance, il est impératif
d’utiliser un interrupteur commandé très rapide. Il a été choisi un transistor MOSFET IRF740.
Ce transistor MOSFET est en pratique soulagé par un transistor IGBT "MUP304" connecté
en parallèle avec le MOSFET, comme montré dans les figures I.12 et I.14.
L‘inductance l2 à une grande valeur, elle permet de maintenir le courant direct IF constant
pendant quelques millisecondes. Cependant l’inductance l1 à haute fréquence avec une
valeur plus réduite, permet essentiellement de déconnecter l’IGBT du circuit de commutation
durant la commutation et de maintenir le courant IF constant pendant la commutation.
Un système de commande spécifique pour les deux transistors MOSFET et IGBT a été
conçu. Leurs diagrammes temporels de commande sont définis dans la figure I.13. Le
transistor IGBT moins rapide que le MOSFET est plus robuste, il assure la plus grande partie
de la dissipation d'énergie et conduit la plupart du temps durant la période de découpage.
L'IGBT est bloqué durant plusieurs dizaines de microsecondes chaque centaine de
millisecondes. Quand l'IGBT est bloqué, la cellule de commutation compte normalement un
seul cycle de commutation, c’est à dire une mise en conduction et un blocage de la diode.
-22-
CHAPITRE I:
LD
C
R
IF
Diode
VR
l1
l2
MOS
IGBT
Figure I.12 : Circuit expérimental équivalent pour la commutation de la diode PIN
Avant le blocage de l'IGBT, le transistor MOSFET passe à l'état conducteur pour assurer la
continuité du courant. La diode ne commute à l’état conducteur qu’après blocage du
transistor MOSFET. La diode va se trouver ainsi en mode dit de « roue libre » durant un
court intervalle de temps, tD (5 à 15µs). Cela évitera les effets d’auto-échauffement de la
diode par conduction. Dès que le transistor MOSFET commute à l’état passant, la diode se
bloque. Notre étude portera sur cette dernière phase transitoire de la diode.
Signal de
commande pour
la grille de
l’IGBT
tM
tD
tM
IGBT
IGBT
Signal de
commande pour
la grille du
MOSFET
MOS
Diode
t
MOS
t
Fig. I.13 : Les séquences du circuit de commande (Quand le transistor MOSFET est bloqué, la diode
est en mode de roue libre)
-23-
CHAPITRE I:
Deux sondes de
tensions
shunt
VR
Capacité
polypropylène
+ céramique
MOSFET
IRF740
L’IGBT
et son circuit de
commande
Diode
PIN
Circuit de
commande du
MOSFET
Fig. I.14 : Photographie du circuit de test pour la commutation de la diode PIN
Pour stabiliser la tension appliquée par le générateur nous avons ajouté dans le circuit de
test en parallèle avec la source de tension, une capacité polypropylène+céramique, C
(Figure I.14).
Pendant la conduction de la diode, le courant direct IF est positif, le générateur de tension
doit donc consommer de l’énergie. Cela aboutit à charger le condensateur C, ce qui pose à
fort niveau de courant des problèmes avec la régulation de la source de tension VR qui n’est
pas réversible en courant. Pour éviter ce problème nous avons ajouté dans le circuit de test,
en parallèle avec la source VR, une résistance R (figure I.12).
Pour les mesures de commutations rapides, nous avons besoin des instruments de mesures
avec des bandes passantes importantes. Pour suivre un signal qui a un temps de montée tr,
on est limité par le temps de montée maximum autorisé par l’appareil de mesure tm. Pour
minimiser l’influence de l’appareil de mesure (oscilloscope + sonde), il faut que tm soit
-24-
CHAPITRE I:
négligeable devant tr ( tm << tr ). Par conséquent, nous avons besoin d’instruments de
mesures ayant des bandes passantes supérieures à 500 MHZ.
1.5.1 MESURE DES COURANTS
Pour la mesure du courant en commutation avec des forts diA/dt supérieurs à 1000A/µs, les
problèmes de mesure ne sont pas restreints aux temps de montée mais aussi aux
oscillations qui s’ajoutent au signal à mesurer. Ces oscillations sont dues aux inductances et
capacités parasites. Des fréquences d’oscillations de 10MHZ à 100MHZ peuvent être
atteintes. Donc, des sondes à grande bande passante sont nécessaires pour étudier les
phénomènes cités précédemment.
Parmi les techniques de mesure du courant cité dans la littérature, nous avons utilisé des
shunts, qui permettent la mesure des courants et procurent une large bande passante. Ils
apportent d’excellents résultats (réponse fréquentielle, valeur de courant). Leur utilisation est
limitée au niveau thermique. L’absence d’isolation galvanique rend la mesure difficile. Ce
type de capteur demeure l’un des plus performants et précis des techniques de mesure de
courant. Un shunt de type SDN-414-025 de résistance 0.025 ohm ayant une bande passante
de valeur 1200MHz a été sélectionné pour les mesures de commutation de courants. Deux
câbles coaxiaux ayant deux longueurs différentes et un câble coaxial semi-rigide (Ame en
cuivre de 0,5mm étamé à l’argent, blindage en cuivre assurant de faibles pertes en RF)
connectant le shunt à l'entrée de l'oscilloscope ont été utilisés pour prélever les formes
d'ondes du courant passant dans la diode lors de la commutation comme montré dans la
figure I.15. Le câble coaxial semi-rigide conserve de bonnes performances jusqu’à 18GHz si
il est utilisé avec des connecteurs SMA. Nous remarquons à partir de la figure I.15 que le
câble coaxial semi-rigide ayant une longueur de 0,5m est le plus approprié pour les mesures
les plus précises puisqu'il induit une moindre déformation sur la forme d'onde de courant
passant dans la diode BYT12P600 lors de la commutation. C'est pour cela que nous avons
sélectionné le câble de cuivre pour nos mesures de commutation des diodes PIN.
-25-
CHAPITRE I:
2
0
-2
Courant (A)
-4
-6
Câble coaxial semi-rigide L=0.5m
Câble Coaxial L=1m
Câble Coaxial L=0.5m
-8
-10
-12
-14
-16
-18
0,0
20,0n
40,0n
60,0n
80,0n
100,0n
Temps (S)
-15
Courant (A)
-16
-17
-18
Câble Coaxial semi-rigide L=0.5m
Câble Coaxial L=1m
Câble Coaxial L=0.5m
-19
30,0n
40,0n
50,0n
Temps (S)
Figure I.15 : Formes d'ondes de courant passant dans la diode BYT12P600 pour différents câbles.
(IF= 2A, VR= 150V)
1.5.2. MESURE DES TENSIONS
Parmi les éléments qui vont limiter la précision des mesures des tensions, il y a les sondes
de tension et l’oscilloscope. Ces derniers peuvent ajouter au signal mesuré un décalage
continu. En plus, les mesures peuvent être perturbées par les bruits synchrones du signal
"captés" par les sondes [Carroll-90]. Pour réduire ces perturbations dans la mesure des
formes d’ondes de tension aux bornes de la diode nous prélevons les différences de
-26-
CHAPITRE I:
potentiel du côté cathode et du côté anode de la diode par rapport à la masse du circuit et
nous faisons la différence entre ces deux signaux. La différence montre une réduction
importante des perturbations évoquées précédemment. Nous utilisons deux sondes de
tension TekP6139A de haute impédance (10MΩ) ayant une bande passante de 500MHZ, et
connectées à un oscilloscope numérique TEKTRONIX TDS 744A par un câble de longueur
1,3m. Nous avons prélevé la forme d’onde de tension aux bornes de la diode BYT12P600
lors de son ouverture pour une tension appliquée VR= 150V et pour un courant direct IF= 2A
(figure I.16).
0
-5 0
V
d io d e
[V ]
-1 0 0
-1 5 0
-2 0 0
-2 5 0
Vp
-3 0 0
-3 5 0
8 0 ,0 n
1 0 0 ,0 n
1 2 0 ,0 n
1 4 0 ,0 n
1 6 0 ,0 n
1 8 0 ,0 n
T e m p s [s ]
Figure 1.16 : Forme d’onde mesurée de la tension aux bornes de la diode BYT12P600 lors de son
ouverture (VR= 150V, IF=2A)
Dans la figure ci-dessus, on remarque la présence d’un palier de tension avant sa
décroissance rapide vers les grandes valeurs négatives. Ce palier est dû à l’existence des
petites inductances dans le boîtier représentant les pattes et le packaging de la diode. D’où
la naissance d’une chute de tension Vp donnée par la relation suivante
Vp = Lp
di A
dt
( Eq I.14 )
-27-
CHAPITRE I:
avec Lp= Lpa + Lpc, (Lpa = Lpc = 5nH) la somme des inductances du côté anode et du côté
cathode de la diode. La différence de potentiel mesurée grâce aux deux sondes de tension
n’est autre que la somme de la chute de tension aux bornes de la puce de la diode et la
tension aux bornes des deux inductances citées précédemment comme montré dans la
figure I.17.
Vdiode = Vac + L p
di A
dt
(Eq I.15)
Vac
iA
Lpc
Lpa
Vdiode
Figure I.17 : Boîtier de la diode
1.5.3. AUTOMATISATION DU BANC DE MESURE
Câble
GPIB
Expandeur
de GPIB
Alimentation
de tension
Oscilloscope
numérique
Câble
de cuivre
Banc
de test
PC
Alimentation
de courant
Figure I.18 : Photographie du banc de mesure
-28-
Générateur
d'impulsion
CHAPITRE I:
Une partie de notre travail a consisté à réaliser le banc de mesure présenté dans la figure
I.18. Il permet la mesure automatique des caractéristiques transitoires des composants de
puissance en commutation.
En disposant d'un logiciel développé en langage JAVA [Wei-02], nous avons pu piloter par
l'intermédiaire du bus GPIB les alimentations programmables:
Alimentations utilisées en source de tension:
-XANTREX XKW SERIES (3KW), Power Supply (0-300V), (0-10A).
Alimentation utilisée en source de courant :
-HEWLETT PACKARD 6652A(0-20A)
Le bus GPIB (General Purpose Interface Bus) ayant une norme baptisée IEEE-488 (IEEE
standard Digital Interface for programmable Instrumentation) sert à simplifier les
interconnexions entre les divers instruments de mesure et un ordinateur. Il définit le nombre
de fils, la nature des signaux qui y circulent, leurs fonctions et leur séquence, l'organisation
du connecteur et plus généralement, les règles d'échange entre les divers appareils appelés
à dialoguer. Grâce à ce bus, la réalisation d'un ensemble de mesures pilotés par ordinateur
se réduit à une simple connexion Figure I.19.
Appareil 1
Appareil 2
Figure I.19 : Système du BUS GPIB
-29-
Appareil N
CHAPITRE I:
Alors tous les instruments doivent comporter une interface GPIB et être conformes à la
norme standard IEEE-488.
Un expandeur/isolateur de bus GPIB est utilisé entre l'ordinateur et l’oscilloscope pour deux
raisons :
- pour isoler le bus côté ordinateur et le bus flottant côté oscilloscope.
- pour éviter l'introduction des perturbations due, d'une part, aux composants de puissance
sous test en commutation et, d'autre part, aux alimentations à découpage, les sources de
tension et de courant. En effet, en disposant du « GPIB-120 bus expandeur », les deux
systèmes de bus sont isolés électriquement, de manière à améliorer la compatibilité
électromagnétique du système.
L'oscilloscope numérique est aussi relié à l'ordinateur à l'aide du bus d'interface GPIB. Grâce
à ce dernier nous pouvons enregistrer les formes d'ondes électriques et les transférer au PC.
La structure de base de l'automatisation du banc de mesure est décrite dans la figure I.20
-30-
CHAPITRE I:
Diode sous test
Circuit de test
Caractéristique
électrique
IF
VR
Oscilloscope numérique
Alimentation mode tension
Alimentation mode courant
GPIB
Expandeur/isolateur
PC
Carte
GPIB
Figure I.20: Structure de base du banc de mesure automatisé
-31-
CHAPITRE I:
En disposant de ce banc de mesure, quatre diodes PIN de puissance ont été caractérisées
lors de l’ouverture en fonction de la tension appliquée VR et du courant direct IF. Dans la
figure I.21, les formes d’ondes du courant et de la tension aux bornes des diodes :
BYT12P600, BYT12P1000, STTB506D et STTA81200 lors de l’ouverture (VR= 150V, IF=2A)
ont été présentées. Les formes d’ondes du courant ont la même valeur de la pente
diA/dt = -1162A/µs puisqu’elles sont testées dans les mêmes conditions expérimentales.
2
0
-2
-4
Idiode [A]
-6
-8
B YT12P600
-1 0
B YT12P1000
-1 2
-1 4
STTB 506D
-1 6
STTA81200
-1 8
8 0 ,0 n
1 0 0 ,0 n
1 2 0 ,0 n
1 4 0 ,0 n
1 6 0 ,0 n
1 4 0 ,0 n
1 6 0 ,0 n
T im e [ s ]
0
-5 0
-1 0 0
Vdiode[V]
-1 5 0
-2 0 0
-2 5 0
-3 0 0
-3 5 0
-4 0 0
8 0 ,0 n
1 0 0 ,0 n
1 2 0 ,0 n
T im e [ s ]
Fig. I.21: Les formes d’ondes expérimentales pour une tension VR = 150V, un courant IF = 2A et pour
diverses diodes ultra-rapides lors de l’ouverture (diA/dt = -1162 A/µs)
-32-
CHAPITRE I:
En se servant d’un programme JAVA développé dans [Wei-01], la pente diA/dt est extraite
automatiquement à partir de la forme d’onde du courant saisie sur l’oscilloscope pour tout le
domaine (IF, VR) balayé. En disposant du logiciel "Origin" Une cartographie représentant les
valeurs de grandeur diA/dt en fonction de IF et VR pour les diodes testées est donnée dans la
figure I.22 et I.23.
d i A /d t (ex périm ental)
D io d e :B Y T 1 2 P 1 0 0 0 , B Y T 1 2 P 6 0 0
200
-1 4 2 5 A /µ s
-2 0 0 ,0 A /µ s
180
-3 7 5 ,0 A /µ s
160
-1 2 5 0 A /µ s
-5 5 0 ,0 A /µ s
VR[V]
140
-7 2 5 ,0 A /µ s
-1 0 7 5 A /µ s
-9 0 0 ,0 A /µ s
120
-1 0 7 5 A /µ s
-9 0 0 ,0 A /µ s
100
-1 2 5 0 A /µ s
-7 2 5 ,0 A /µ s
80
-1 4 2 5 A /µ s
-5 5 0 ,0 A /µ s
-1 6 0 0 A /µ s
60
2
4
6
8
10
I F [A ]
Figure I.22 : Cartographie expérimentale (diA/dt) pour les diodes BYT12P600, BYT12P1000
diA /dt (expérimental)
D iode:STTB506D
200
180
VR[V]
-1320 A/µs
-331,9 A/µs
160
-419,9 A/µs
140
-599,9 A/µs
-780,0 A/µs
120
-960,0 A/µs
-960,0 A/µs
100
-780,0 A/µs
-1140 A/µs
80
-1320 A/µs
-599,9 A/µs
-1500 A/µs
60
-419,9 A/µs
40
1,0
1,5
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
I F [A]
Figure I.23 : Cartographie expérimentale (diA/dt) pour la diode STTB506D
-33-
CHAPITRE I:
Nous notons que la pente de décroissance du courant direct, diA/dt est presque
indépendante du courant direct, IF alors qu’elle augmente en valeur absolue avec la tension
appliquée, VR. En effet, en négligeant la tension aux bornes du MOSFET, cette pente du
courant diA/dt est reliée à la tension appliquée VR par l’équation de maille de la cellule de
commutation:
diA
V
=− R
dt
LD
(Eq. I.13)
A partir des formes d’ondes de courant prélevées lors de l’ouverture de la diode BYT12P600
en variant la tension appliquée VR et le courant direct IF, nous avons pu dresser l’allure de la
pente du courant diA/dt en fonction de VR pour diverses valeurs de IF dans la figure I. 24.
1800
-diA/dt=VR/LD
1600
1400
-diA/dt [A/µs]
1200
1000
IF=1A
IF=2A
IF=4A
IF=6A
800
600
400
200
0
0
50
100
150
200
250
300
VR[V]
Figure I.24: Allure de la pente diA/dt de la diode BYT12P600 en fonction de VR pour diverses
valeurs de IF ( LD=122nH où LD est l’inductance de maille équivalente)
Nous remarquons que la variation de diA/dt n’est pas parfaitement linéaire en fonction de la
tension appliquée VR et nous notons que la pente du courant présente des saturations même
pour les faibles valeurs du courant IF. Ceci est du à l’effet du transistor MOSFET. Il en résulte
-34-
CHAPITRE I:
que la relation classique présentée précédemment n’est pas toujours valable à cause du rôle
du transistor MOSFET lors de la commutation de la diode, de la configuration géométrique
du circuit imprimé induisant des mutuelles entre les différentes inductances du circuit. Ceci
sera étudié en détail dans le troisième chapitre. Pour simuler les formes d’ondes propres à la
diode lors de la commutation, Il est indispensable de développer un modèle précis du
transistor MOSFET.
I.6 CONCLUSION
Pour simuler le comportement transitoire propre à la diode PIN, nous avons développé dans
ce chapitre un banc de mesure sophistiqué pour caractériser avec précision diverses diodes
PIN de puissance lors de la commutation. Avant d’entamer la partie simulation des formes
d’ondes du courant et de la tension aux bornes des diodes sous test lors de l’ouverture, nous
avons rappelé l’aspect technologique et physique de la diode PIN ainsi que les contraintes
exigées pour la conception des diodes PIN ultra-rapides de puissance. Dans ce chapitre
nous avons montré que le transistor MOSFET intervient lors de la commutation de la diode.
Par conséquent, l’hypothèse de remplacement du transistor MOSFET par un interrupteur
rapide (pulse de tension à court temps de montée) demeure erroné. D’où la nécessité
d’utiliser un modèle précis du transistor MOSFET pour obtenir un bon accord entre le
comportement transitoire des diodes PIN expérimental et simulé. Cela sera traité en
particulier au chapitre III.
-35-
CHAPITRE I:
REFERENCES :
[Arnould-92] : J.M.Arnould, P.Merle, "Dispositifs de l’électronique de puissance" Tome 1,
Hermès, paris, 1992, pp.1000.
[Cornu-73] : J. Cornu, "Field distribution near the surface of beveled p-n junctions at high
voltage devices, " IEEE Trans. Electron Devices, ED-20, 1973, pp.347-352
[Alder-78] : M.S. Alder and V.A.K. Temple, "Maximum surface and bulk electric fields at
breakdown for planar and beveled devices, " IEEE Trans. Electron Devices, ED-25, 1978,
pp.1266-1270
[Temple-77] : V.A.Temple, " Junction termination extension, a new technique for increasing
avalanche breakdown voltage and controlling surface electric fields in p-n junctions, " IEEE
international Electron Devices Meeting Digest, 1977, pp.423-426.
[Alder-77] : M.S. Alder, V.A.K. Temple, A.P. Ferro and R.C. Rustay, "Theory and breakdown
voltage for planar devices with a single field limiting ring," IEEE Trans on Electron Devices
ED-24, 1977, pp.107-113
[Kao-76] : Y. C. Kao and E.D. Wolley, "High voltage planar p-n junctions," Proc. IEEE, 55,
1967, pp.1409-1414
[Sze-81] : SZE. S.M. " Physics of semiconductor Devices " . New York : John Willey & Sons,
1981, 868p.
[Baliga-87] : B.J.Baliga, "Modern power Devices". 1st ed. NewYork : John wiley & Sons, Inc,
1987, 476p.
[Morel-94] : H.Morel, S.H Gamal, and J.P.Chante " State Variable Modeling of the power Pin
Diode Using an explicit Approximation of Semiconductor Device Equations : A novel
Approach", IEEE Transaction on Power Electronics, Vol.9, N°1, 1994, pp.112-120.
[Antonio-94] : Antonio G. M. Strollo “ A New SPICE Subcircuit Model of Power P-I-N Diode”
IEEE Transactions on power Electronics, Vol.9, N°6, 1994, pp.553-559.
-36-
CHAPITRE I:
[Antonio-97] : Antonio .G. M. Strollo “ A New SPICE Model of Power P-I-N Diode Based on
Asymptotic Waveform Evaluation ” IEEE Transactions on power Electronics, Vol.12, N°1,
1997, pp.12-20.
[Thomson-83] : THOMSON-CSF. " Le transistor de puissance dans la conversion d’énergie".
Courbe voie, France: THOMSON-CSF, 1983, 340p.
[Gamal-92] : S.Gamal, "Etude et modélisation du composant électrique des diodes de
puissance en haute température", Thèse de doctorat, INSA de Lyon, France, 1992, 173p.
[Lin-94] : L.C. Chieh, "Contribution à l’identification des paramètres technologiques de la
diode PIN de puissance à partir des caractéristiques de commutations à l’ouverture" Thèse
de doctorat, INSA de Lyon, France, 1994, 105p.
[Farjah-93] : E. Farjah, J. Barbaroux, R. Perret, " Incertitude dans la mesure du courant : un
obstacle dans la caractérisation des composants en électronique de puissance" J.Phys. III
France3 ,1993.
[Laboure-93] : E.Laboure, F. Costa, F. Forest, " Current measurment in static converters and
Realisation of high frequency passive current probe (50A-300MHz) ".Proc.EPE’93, Brighton,
1993, pp.478-483.
[Wei-02] : M. Wei, "Extraction des paramètres et domaine de validité du modèle d’un
composant de puissance". Thèse de doctorat, INSA de Lyon, France, 2002, 169p.
[Wei-01] : M. Wei, " Procédure de validation de modèles de la diode PiN ". JCGE’01,
novembre 2001, Nancy, 2001, pp.249-254.
[Carroll-90] : E.I. Carroll, R.S. Chokawali, Rj. Huard, " Accurate measurment of Energy Loss
in Power Semi-conductors ". PCIM’90, May, 1990.
-37-
CHAPITRE I:
CHAPITRE I ........................................................................................................................................... 6
I. CARACTERISATION DES DIODES PIN EN COMMUTATION ........................... 6
I.1. Introduction................................................................................................................................................... 6
I.2. Aspect technologique de la diode pin de puissance ...................................................................................... 7
I.2.1 Profil de dopage de la diode pin de puissance ........................................................................................ 7
I.2.2 Les protections peripheriques ............................................................................................................. 10
I.3. Aspect physique.......................................................................................................................................... 11
I.4. Description comportementale de la commutation de la diode PIN............................................................. 15
I.4.1. La mise en conduction ......................................................................................................................... 16
I.4.2. Blocage de la diode.............................................................................................................................. 18
I.4.3. Intérprétation du phénomène de recouvrement inverse de la diode de puissance................................ 21
I.5. Banc de mesure caractérisant les diodes pin en commutation .................................................................... 22
1.5.1 Mesure des courants............................................................................................................................. 25
1.5.2. Mesure des tensions ............................................................................................................................ 26
1.5.3. Automatisation du banc de mesure ..................................................................................................... 28
I.6 Conclusion ................................................................................................................................................... 35
-38-

chapitre i i. caracterisation des diodes pin en commutation

Transcription

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