Influence des protections ESD sur la susceptibilité

COMITÉ NATIONAL
F RAN ÇAI S DE
RADIOÉLECTRICITÉ
SCIENTIFIQUE
Influence des protections ESD sur la susceptibilité des circuits intégrés
numériques aux perturbations HF
B. Ben M’Hamed *, F. Torrès *, G. Andrieu *, A. Reineix *, P. Hoffmann **
* : Laboratoire XLIM département OSA, 123 avenue Albert Thomas, 87060 Limoges Cedex
**: DGA/ Centre d’Etude de Gramat, BP 80200, 46500 Gramat
E-mail : [email protected]
Résumé. Cette étude analyse l’influence des
protections contre les décharges électrostatiques
(ESD) sur les étages d’entrée des circuits intégrés
numériques en présence de perturbations de type HF.
L’amplitude de ces perturbations conditionne la nonlinéarité des protections et engendre des dégradations
sur l’allure du niveau "logique" à l’entrée des circuits
intégrés numériques. Pour cela notre étude se
concentre sur l’un des éléments de protection le plus
simple: la diode. Les différentes simulations menées
au moyen d’un logiciel d’analyse de circuits de type
SPICE et l’approche expérimentale nous démontrent
que le comportement capacitif d’une protection varie
en fonction des caractéristiques électriques du signal
perturbateur. Une description complète de la diode de
manière analytique permet d’en déduire que la
capacité de diffusion Ct et que la résistance
dynamique Rd sont des éléments prédominants pour
l’analyse des résultats et conditionne la qualité de
l’intégrité de signal lorsque la diode est polarisée en
direct.
des protections ESD sur les signaux utiles au cœur du
circuit numérique était inévitable et substantielle [1].
Pour pallier cela, les tendances actuelles sont de
concevoir des protections ESD ayant de faibles
capacités parasites afin de limiter au maximum les
contributions négatives des effets parasites sur les
performances du cœur du circuit à protéger [2]. La
complexité croissante de l’architecture des protections
ESD [3] s’ajoutant à la confidentialité des industriels
sur leur process de fabrication font qu’il est difficile
de déterminer le type de protection utilisé dans un
circuit intégré numérique. Cependant, d’après les
données que nous avons pu relever, la majorité des
courbes courant/tension de ces protections présentent
une grande similitude avec des caractéristiques de
diodes. Nous avons donc choisi d’étudier le cas d’une
diode, cet élément étant encore couramment employé
dans les structures de protection ESD, et sa
modélisation reste pour le moment la plus simple.
I. INTRODUCTION
Quatre parties sont essentielles à la modélisation pour
une simulation de la susceptibilité des composants
aux
interférences
électromagnétiques :
les
caractéristiques électriques du boîtier, l’étage de
protection ESD, la capacité équivalente de l’entrée, et
l’inverseur d’entrée. Une partie de ces paramètres
peuvent être obtenu de la part des fabricants grâce au
modèle IBIS (figure 1) [4]. Ce modèle présente
certaines limites, notamment au niveau de la
modélisation du comportement capacitif de l’étage
d’entrée.
Les marges d’immunité au bruit des composants
actuels étant de plus en plus réduites à cause de
l’évolution des technologies et de la diminution des
tensions d’alimentation, il devient primordial de
s’intéresser à la susceptibilité des circuits intégrés
numériques face aux perturbations électromagnétiques
qui se propagent par conduction jusqu’à leurs étages
d’entrée/sortie. Notre étude se concentre sur les
conséquences des agressions de type micro-onde de
forte puissance (MFP) en mode conduit (après
couplage sur les équipements). Les effets sur les
circuits intégrés se traduisent donc plus en termes de
dysfonctionnement qu’en destruction, et leur
appréciation passe par la connaissance du niveau
"logique" à l’étage d’entrée numérique de la puce. Par
conséquent, il est nécessaire d’étudier le couplage de
ces perturbations HF sur les premiers étages du
circuit, qui sont les circuits de protection contre les
ESD. Le but est de déterminer l’influence de ces
étages de protection sur l’allure du signal arrivant sur
l’inverseur d’entrée de la puce, puisque les agressions
appliquées sont en général suffisantes pour amener
ces protections à proximité de leur seuil de
déclenchement. Des études ont montré que l’influence
II. MODELISATION DE L’ETAGE D’ENTREE
DES CIRCUITS INTEGRES NUMERIQUES
Fig. 1 – Etage d’entrée d’un composant selon le
standard IBIS
En effet, les protections ESD ("Power Clamp" et
"Ground Clamp" sur la figure 1) sont définies par des
caractéristiques statiques I/V d’où il est normalement
possible d’extraire un modèle SPICE de diode.
Malheureusement le modèle IBIS ne fournit qu’un
modèle statique de la capacité d’entrée du composant,
ce qui constitue une limitation majeure l’évaluation de
la susceptibilité des composants. En effet, ce modèle
ne prend pas en compte la variation non-linéaire de la
capacité de la diode en fonction de l’amplitude du
signal perturbateur [2]. Cependant la dernière version
du standard IBIS prévoit de donner une définition
statique de la capacité parasite de chaque élément,
mais ce paramètre n’est, pour le moment, jamais
renseigné.
Afin de mettre en évidence ce problème, la figure 2
montre une comparaison entre une modélisation de
type IBIS et SPICE des diodes de protections du
circuit présenté sur la figure 1. Les deux modèles
SPICE de la figure 2 sont des modèles qui ont été
extraits à partir de la caractéristique I/V du modèle
IBIS, et le paramètre SPICE Cj0, lié à la capacité
parasite de la diode, a été paramétré. Le modèle
SPICE avec Cj0=0pF donne le même résultat que
pour le modèle IBIS, alors qu’un Cj0 non nul induit
un tout autre comportement.
4
SPICE (Cj0=2pF)
III. DESCRIPTION
ANALYTIQUE
L’EFFET CAPACITIF DES DIODES
DE
De manière plus concrète, le comportement capacitif
des diodes peut être analysé à partir du schéma
électrique équivalent exposé sur la figure 3 et qui est
régi par des équations circuit et par les équations du
modèle SPICE [5]. Cela permet ainsi de mettre en
évidence les caractéristiques non-linéaires qui sont
relatives aux comportements statique et dynamique.
Le comportement dynamique des diodes est lié à la
capacité de jonction (déplétion) et à la capacité de
diffusion.
Fig. 3 – Schéma équivalent en dynamique d’une diode
sous SPICE
SPICE (Cj0=0F)
3.5
Si on pose Cd comme étant la capacité totale de la
diode (Cd=Cj+Ct), les équations régissant le modèle
SPICE pour la capacité de diode sont :
IBIS
3
2.5
Tension (V)
différents éléments électriques décrits dans le modèle
SPICE [5].
 Vd 
∂Id

+ Cjo1 −
∂Vd
 Vj 
Cd = TT
∂Id
Vd 
−(1+ M ) 
1 − FC (1 + M ) + M
 ( 2)
+ Cjo(1 − FC )
∂Vd
Vj 

1.5
1
−M
Cd = TT
2
0.5
si Vd ≤ FC.Vj
(1)
si Vd 〉 Fc.Vj
0
-0.5
0
5e-010
1e-009
1.5e-009
2e-009
Temps (s)
Fig. 2 – Comparaison Modèle SPICE / Modèle IBIS
Cela permet de conclure sur le fait que la capacité
parasite des diodes, qui est également fonction de la
tension appliquée, a une répercussion directe sur
l’intégrité du signal. De plus ce constat est encore plus
flagrant pour des signaux HF, et plus particulièrement
pour des signaux de type MFP (>1GHz). Il est donc
nécessaire de prendre en compte cette capacité dès
lors que l’on s’intéresse à des fréquences de cet ordre.
Cependant, du fait du manque de données
constructeur, et puisqu’il est impossible de quantifier
cette capacité par la modélisation, il est donc
nécessaire de passer par une phase expérimentale afin
de caractériser ces capacités. Mais auparavant, il
apparaît judicieux de s’intéresser à la modélisation de
l’impédance d’entrée de la diode en fonction des
où TT, Cjo, M et FC sont des paramètres du modèle
SPICE, TT étant le paramètre de temps de transit.
La capacité de diffusion Ct est donnée dans les
équations ci-dessus par le terme :
Ct = TT
∂Id
TT
= TT .Gd =
∂Vd
Rd
(3)
Notre étude se situe dans le cas où la diode est
polarisée en direct. En d’autres termes, cela signifie
que la capacité de diffusion Ct joue un rôle
prépondérant par rapport à la capacité de jonction Cj.
L’analyse du circuit présenté sur la figure 3 permet de
constater que la contribution des capacités et de la
résistance forme un circuit qui se comporte comme un
filtre de type passe-bas. L’influence de la capacité
sera bien évidemment effective dans le domaine des
hautes fréquences. L’impédance d’entrée de la diode
peut s’écrire de la manière suivante:
Rd
Rd 2Cdω
Zd = Rs +
−j
(4)
2
2 2
1 + Rd Cd ω
1 + Rd 2Cd 2ω 2
Le paramètre Rd dans (4) caractérise la résistance
dynamique de la diode et il est dépendant de la
polarisation appliquée à la diode. Puisque la diode a
une architecture électrique similaire à celle d’un filtre,
nous pouvons ainsi déterminer sa fréquence de
coupure dont l’expression analytique peut s’écrire de
la manière suivante :
1
1
1
fc =
=
=
(5)
2πRdCd 2πRd (Ct + Cj )
 Cj 
2πTT 1 + 
 Ct 
La valeur de la capacité de diffusion de la diode étant
proportionnelle à la conductance (∂Id/∂Vd), la
fréquence de coupure du filtre passe bas représentant
la diode en dynamique va dépendre du signal appliqué
à la diode, et dans le domaine des hautes fréquences le
module de l’impédance de Cd ne sera plus négligeable
devant Rd.
protéger même s’il n’y a pas d’écrêtage, comme le
montre la dissemblance des courbes de la figure 4.
Le régime dynamique est déterminé à l’aide des
variations dV/dT du régime sinusoïdal, qui
engendrent une variation de la quantité de charge dans
la jonction P-N. La figure 5 montre que la partie
imaginaire de l’impédance d’entrée dépend du niveau
de la perturbation mais également de la fréquence de
la perturbation. En effet on remarque que l’influence
de l’amplitude de la perturbation est plus marquée
dans le domaine allant de 100MHz à 500MHz. Au
delà de ces fréquences, c’est un comportement
inductif qui prédomine, imputable surtout aux
éléments parasites d’interconnexion du boîtier, et
ceux-ci étant linéaires, leur valeur n’est bien entendu
pas sensible à l’amplitude de la perturbation.
IV. INFLUENCE D’UNE PERTURBATION HF
SUR UNE DIODE : ASPECT EXPERIMENTAL
L’objectif de la mesure consiste à superposer une
perturbation HF de faible niveau à la tension de
polarisation d’une diode dans le but de caractériser la
variation de l’impédance d’entrée de la diode (via le
paramètre S11) en fonction de cette tension de
polarisation. La diode utilisée pour cette phase
expérimentale est une diode de commutation NXP
BAS321 dont les paramètres physiques et électriques
les suivants : Boîtier = SOD-323, If=250mA, Cd=2pF,
trr=50ns (temps de recouvrement inverse). Avant toute
chose, il est utile de préciser qu’il existe bien
évidemment des diodes plus rapides que celle utilisée
dans cette étude et les résultats obtenus sont bien
évidemment relatifs à cette diode, mais l’analyse du
comportement peut-être élargie à d’autres diodes tout
en sachant qu’il convient d’adapter le raisonnement en
fonction des caractéristiques intrinsèques de la diode.
Les premières mesures montrent l’évolution du
paramètre S11 en fonction de fréquence et de
l’amplitude de la perturbation (figure 4).
Fig. 4 – Influence d’une perturbation HF sur le
paramètre S11
Pour cela, la diode est polarisée en dessous de son
seuil de conduction afin de démontrer qu’il y a un
risque de dégradation du signal à l’entrée du circuit à
Fig. 5 – Influence de la perturbation sur la partie
imaginaire de l’impédance d’entrée
Afin d’analyser davantage ce phénomène, nous avons
choisi d’étudier l’influence d’une perturbation en
travaillant avec des signaux CW et en effectuant un
balayage en amplitude. D’un point de vue
comportemental, la capacité de diffusion de la diode
va varier en fonction de l’amplitude de la
perturbation.
Dans cette deuxième analyse, un signal sinusoïdal pur
est superposé à une tension de polarisation assez
faible afin de déterminer quels sont les niveaux
d’amplitude du signal perturbateur qui déclenchent la
diode, et par conséquent la mise en conduction de
celle-ci. Comme mentionné précédemment, nous
n’avons pas pris en considération les capacités
parasites liées au connecteur et au boîtier car celles-ci
sont linéaires et insensibles à l’amplitude du signal.
En effet le but est d’observer l’influence et les
conséquences liées à l’amplitude du signal
perturbateur. Les différents graphiques qui vont suivre
représentent donc seulement les conséquences d’un
signal perturbateur sur le comportement capacitif de la
diode, et ce comportement capacitif a été déterminé à
partir de la partie imaginaire de l’impédance d’entrée
de la diode mesurée expérimentalement.
Les figures 6 et 7 représentent la variation de la
réponse capacitive de la diode en fonction des signaux
perturbateurs pour les trois valeurs suivantes :
100MHz, 200MHz et 300MHz.
30
F=100MHz,Vbias=0.3V
F=200MHz,Vbias=0.3V
Capacité ramenée par Zin (pF)
25
F=300MHz,Vbias=0.3V
20
15
10
5
0
-8
-6
-4
-2
0
Amplitude de la perturbation (dBm)
2
4
Fig. 6 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=100-300MHz et Vpolarisation=0.3V
puisque plus le signal est rapide et plus l’influence de
cette perturbation sur la valeur de la capacité est
moindre. Le paramètre intrinsèque qui permet de
comprendre ce phénomène est le temps de
recouvrement inverse de celle-ci. En effet lorsque le
signal qui arrive aux bornes de la diode possède une
période plus courte que ce temps de recouvrement, les
porteurs ont du mal à suivre les variations
instantanées du signal. La capacité de diffusion prend
alors une valeur moyenne, à laquelle vient se
superposer la capacité de jonction, qui est elle
majoritairement fixée par la tension de polarisation.
Ainsi les répercutions du signal perturbateur sur la
valeur de la capacité de la diode sont moins marquées
que dans le cas des signaux étudiées sur les figures 6
et 7. Notons quand même que ce temps de
recouvrement étant de 50ns pour la diode étudiée, ce
qui correspond à une fréquence de 20MHz, ce
phénomène était déjà présent dans les résultats
précédents, avec moins d’acuité cependant.
La différence entre la figure 6 et la figure 7 concerne
l’amplitude de la tension continue qui sert de tension
de polarisation à la diode. En effet nous avons choisi
de prendre des tensions de polarisation de faible
valeur afin d’obtenir une dynamique assez
conséquente pour étudier le risque de mise en
conduction de la diode par le signal perturbateur.
Dans le premier cas la diode est polarisée avec une
tension continue de 0.3V tandis que dans le deuxième
cas, la tension de polarisation est de 0.4V. On
remarque que la valeur de la capacité varie en
fonction de l’amplitude de la perturbation.
45
F=100MHz,Vbias=0.4V
40
Fig. 8 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=500-700MHz et Vpolarisation=0.3V
F=200MHz,Vbias=0.4V
F=300MHz,Vbias=0.4V
6
30
F=500MHz,Vbias=0.4V
F=600MHz,Vbias=0.4V
25
F=700MHz,Vbias=0.4V
5
20
Capacité ramenée par Zin (pF)
Capacité ramenée par Zin (pF)
35
15
10
5
0
-8
-6
-4
-2
0
Amplitude de la perturbation (dBm)
2
4
3
2
4
1
Fig. 7 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=100-300MHz et Vpolarisation=0.4V
0
-8
Sur les figures 8 et 9, la fréquence du signal
perturbateur a été augmentée pour prendre désormais
les valeurs suivantes : 500MHz, 600MHz et 700MHz.
Au vu des résultats, on note que l’influence de la
perturbation est moins conséquente que pour les
signaux analysés précédemment. Cette remarque peut
trouver une explication dans le sens où la fréquence
du signal perturbateur joue également son rôle
-6
-4
-2
0
2
4
Amplitude de la perturbation (dBm)
Fig. 9 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=500-700MHz et Vpolarisation=0.4V
La deuxième remarque concerne l’amplitude de la
perturbation. En effet le signal perturbateur nécessite
une amplitude plus élevée afin de modifier la valeur
de la capacité de la diode. De même, on remarque que
la capacité de la diode est moins sensible à la
perturbation. Ceci est confirmé par les courbes
présentées sur les figures 10 et 11, qui présentent des
réponses capacitives de la diode pour des fréquences
de 1 GHz, 2 GHz et 3GHz. On constate qu’à ces
fréquences là, la contribution de l’amplitude du signal
sur la variation de la capacité parasite de la diode est
encore moins significative que pour les signaux
précédents, voir nulle. Cette constatation concorde
avec l’explication donnée pour le cas précédent et qui
concerne le temps de recouvrement inverse de la
diode. Là encore, le comportement capacitif de la
diode est fixé par la valeur de sa capacité de jonction
(donnée par la tension de polarisation), à laquelle
vient s’ajouter une capacité de diffusion amoindrie par
l’inertie des porteurs. S’ajoutent également les
capacités parasites dues au boîtier, et leur insensibilité
à l’amplitude de la perturbation est alors tout a fait
normale du fait de la linéarité de ces capacités.
F=1GHz,Vbias=0.3V
0.46
F=2GHz,Vbias=0.3V
F=3GHz,Vbias=0.3V
Capacité ramenée par Zin (pF)
0.44
0.42
0.4
0.38
0.36
-8
-6
-4
-2
0
2
4
Amplitude de la perturbation (dBm)
Fig. 10 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=1-3GHz et Vpolarisation=0.3V
0.58
CONCLUSION
F=1GHz,Vbias=0.4V
F=2GHz,Vbias=0.4V
0.56
F=3GHz,Vbias=0.4V
0.54
Capacité ramenée par Zin (pF)
l’amplitude du signal perturbateur appliqué.
Cependant, quand les périodes de signal mises en jeu
commencent à être de l’ordre du temps de transit des
porteurs dans la diode, ces effets s’atténuent pour
laisser place à l’influence de la capacité de jonction et
des éléments parasites de boîtier. Mais comme
actuellement les avancées technologiques font que les
diodes de commutations sont de plus en plus rapides,
cette frontière est repoussée vers les fréquences de
plus en plus élevées. Ainsi, les résultats obtenus avec
cette diode montrent que l’influence des signaux HF
(1-3GHz) n’est pas probante mais que le phénomène
est présent. Cela signifie en d’autre terme que si nous
répétons cette partie expérimentale avec une diode
plus rapide (trr plus petit) alors les influences des
signaux HF seront bien plus conséquentes que le cas
traité dans ce papier. Rappelons également que les
éléments de protection ESD sont conçus pour réagir à
des temps de montée de l’ordre de la nanoseconde, ce
qui situe la zone d’influence des capacités de
diffusion dans le domaine proche du GHz. Ainsi le
raisonnement mené tout au long de cette partie est
valide quelque soit la diode, le tout étant par la suite
de relativiser par rapport à la plage de fonctionnement
de la diode et par conséquent aux caractéristiques
intrinsèques de la diode. Et dans ce cadre, nous
poursuivons nos études sur des diodes présentant des
temps de transit plus courts afin de confirmer ces
conclusions. Par ailleurs, dans le cas de diodes
simples, nous mettons en place une procédure
d’extraction des paramètres de boîtier afin d’affiner
les résultats sur les effets des capacités intrinsèques
des diodes. En effet, ces paramètres sont très souvent
mal connus pour des composants simples,
contrairement au cas des circuits plus évolués pour
lesquels le modèle IBIS donne au moins un ordre de
grandeur des valeurs.
0.52
0.5
0.48
0.46
0.44
0.42
0.4
-8
-6
-4
-2
0
2
4
Amplitude de la perturbation (dBm)
Fig. 11 – Capacité ramenée par Zin avec
Fperturbateur=1-3GHz et Vpolarisation=0.4V
Cette approche expérimentale a permis de mettre en
évidence le fait que la diode se comporte comme un
filtre passe-bas constitué en majeure partie par la
capacité de diffusion Ct et de la résistance dynamique
Rd. Ces deux éléments évoluent en fonction de la
tension de polarisation et de la fréquence et
La prise en compte des effets non-linéaires de la
capacité parasite des protections ESD est nécessaire à
l’étude de la susceptibilité des circuits intégrés
numériques face à une perturbation HF de type MFP.
Les diverses simulations numériques effectuées nous
ont permis de démontrer que la capacité parasite des
protections ESD joue un rôle majeur sur le signal
arrivant au coeur des circuits intégrés numériques.
L’étude expérimentale montre qu’un signal
perturbateur HF n’est pas sans conséquence sur le
comportement capacitif de la diode. Le comportement
fréquentiel d’une diode est analogue à un filtre passebas ce qui limite l’interaction des signaux hautes
fréquences. Cependant le challenge actuel dans la
conception de protections ESD réside dans le fait que
ces protections doivent travailler avec des signaux de
plus en plus rapides, ce qui a pour conséquence de
repousser un peu plus les limites en termes de bande
passante et augmente le risque d’être influencé par des
signaux perturbateurs hautes fréquences. Par rapport à
cela la tendance est également de développer des
structures de protection ESD ayant des capacités
parasites les plus faibles possibles [1] [6]. A titre
d’exemple, les capacités d’entrée et de sorties des
semi-conducteurs sont désormais dans l’ordre de
grandeur de celles des boîtiers et des circuits
imprimés [7].
REMERCIEMENTS
L’étude est réalisée dans le cadre du projet
VULCAIM, convention DGA\D4S\MRIS.
REFERENCES
[1] K. Gong, H. Feng, R. Zhan and A. Wang, "A
Study of Parasitic Effects of ESD Protection on
RF ICs", IEEE Trans. Microwave Theory and
Techniques, Vol. 50, No. 1, January 2002,
pp.393-402.
[2] J. H. Chun, B. Murmann, "Analysis and
measurement of signal distorsion due to ESD
protection circuits", IEEE journal of solid-state
circuits, vol.41, no.10, October 2006.
[3] A. Z.H. Wang, "On-chip ESD protection for
Integrated
Circuits",
Kluxer
Academic
Publishers Edition 2002.
[4] IBIS – I/O Buffer Information Specification
version 4.2, http://www.eigroup.org/ibis
[5] P.
Antognetti
and
G.
Massobrio,
"Semiconductor Device Modeling with SPICE",
McGraw-Hill, 1988.
[6] I. E. Opris, "Bootstrapped Pad Protection
Structure", IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Vol.33, no.2, February 1998.
[7] V. A. Gergel, N. M. Gorshkova, Ya. S. Gubin,
O.A. Somov, "Designing Elements of Protection
against Electrostatic Discharges for HighFrequency CMOS circuits", Journal of
Communications Technology and Electronics,
Vol.51, no.1, pp.118-121, 2006.