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CIRCUITS HF, RADIO récepteur universel 1ère partie : description des circuits Cet article décrit un récepteur AM/FM/BLU adapté à une plage de fréquences de 0,15 à 32 MHz, qui est généralement (mais à tort) appelée « bande des Ondes Courtes ». Le récepteur est piloté par un microprocesseur et son montage évite bien des pièges habituels rencontrés lors des montages radio. Specifications principales ➧ Récepteur à double conversion superhétérodyne, première fréquence IF à 45 MHz, seconde à 455 kHz ➧ Pilotage par microprocesseur du réglage du synthétiseur et des autres fonctions du récepteur ➧ Gamme de réglage de 150 kHz à 32 MHz par pas de 1 kHz ➧ Sélectivité sélectionnable : 3 kHz (bande étroite) ou 12 kHz (large bande) ➧ Présélecteur interne de 6 bandes avec un basculeur automatique de bande ➧ Clavier à 12 touches pour l’entrée de la fréquence, la sélection du mode et de la largeur de bande ➧ Ecran à cristaux liquides de 16 caractères affichant le mode de réception, la largeur de bande et la bande présélectionnée ➧ Mémoire pour 21 fréquences, y compris la largeur de bande et le mode ➧ Elimination des parasites >50 dB ➧ Sortie audio d’une puissance d’environ 1 W dans 8 Ω ➧ Alimentation de 15 V, max. 400 mA (environ 90 mA sans audio ni rétroéclairage de l’écran à cristaux liquides). Projet : G. Baars, PE1GIC 54 Le récepteur que nous allons décrire est le produit de nombreuses heures de conception, de tests et de programmation passées par l’auteur, en possession d’une licence de radioamateur aux Pays-Bas. L’accent a été mis pendant la conception sur la reproductibilité, la facilité de montage et le contournement des pièges communément associés au montage d’un équipement radio. Ainsi que beaucoup d’entre vous le savent, les deux pièges les plus communs sont l’enroulement de ses propres bobines et la non-disponibilité d’un équipement de test spécialisé pour l’alignement du récepteur, ou, en fait, pour tout autre montage HF que vous avez l’intention de réaliser. Comment allons-nous résoudre ces problèmes ? Et bien, le présent récepteur n’a qu’un seul inducteur à bobiner soimême, et l’utilisation de filtres et de transformateurs disponibles dans le commerce pour les sections intermédiaires IF (IF, Intermediate Frequency = fréquences intermédiaires) évite le besoin de montages et de réglages complexes. Si vous êtes un monteur avisé avec quelque expérience en technologie radio, le récepteur fonctionnera sur-le-champ, et le minimum de réglages seront nécessaires pour le faire fonctionner à son optimum. La bonne Elektor 1/99 nouvelle est que ces réglages ne nécessitent qu’un S-mètre incorporé, une bonne oreille et peut-être un voltmètre. LE CONCEPT Le synoptique fonctionnel du récepteur universel est présenté en Figure 1. Il est conçu autour d’un récepteur superhétérodyne à double conversion, à « haute IF », ce qui veut dire que la première fréquence intermédiaire (IF) est largement supérieure à la plus haute fréquence de réception. Le signal d’antenne passe d’abord par une section de présélection dont l’objectif principal est de réduire le risque d’interférence et de bruits de sélection croisée causés par les signaux très puissants. La mise au point manuelle du dans le récepteur, mais d’éliminer les signaux de plusieurs mégawatts. Le signal de l’oscillateur local (LO, Local Oscillator) du premier mélangeur est fourni par un circuit synthétiseur qui peut être mis au point par paliers de 1 kHz dans la plage de 45,150 MHz à 77,000 MHz. Le synthétiseur est composé des ingrédients habituels : un oscillateur VCO contrôlé par tension (VCO, Voltage-Controlled Oscillator), un prédiviseur (prescaler), et un filtre en boucle pour la suppression de la fréquence de référence (ici, 1 kHz). Comme beaucoup d’autres sous-circuits du récepteur, le synthétiseur est piloté numériquement par un microprocesseur central. Le signal de sortie du premier mélan- tension AGC mesure la force du signal reçu, il peut aussi être utilisé pour guider le S-mètre. Le dernier amplificateur 455 kHz pilote deux démodulateurs (pour la réception AM/FM) et un détecteur de produit (pour la réception BLU). L’oscillateur du détecteur de produit peut être légérement étiré pour permettre la sélection USB/LSB (USB, Upper Side Band = bande latéral supérieure / LSB, Lower Side Band = bande latérale inférieure). L’outil de commande pertinent s’appelle un oscillateur de battements (BFO, Beat Frequency Oscillator). Des interrupteurs analogiques servent à conduire une des sorties du démodulateur/détecteur vers l’entrée de l’amplificateur audio, au moyen d’un filtre FM 44,545 MHz DEM. 455 kHz 1 Preselector Mélangeur 1 F. I. 1 F. I. 2 45 MHz 455 kHz 12 kHz AM DEM. 455 kHz Mélangeur 2 SSB DET. 3 kHz Gain HF Sélecteur de bande AGC VCO ÷ 64 ÷ 65 S meter Syntonisation Grossier Encodeur rotatif Synthétiseur BFO VOLUME Fin Clavier FM AM SSB LCD présélecteur permet d’obtenir la meilleure performance. La seconde fonction du présélecteur est de rendre l’entrée du récepteur pratiquement indépendante de l’antenne utilisée : de fait, n’importe quoi depuis une simple antenne télescopique jusqu’à une « antenne directive » (dite beam en anglais) complète (avec une impédance de câble de 50 W), ou un simple fil peut être connecté. Ou alors, pour un usage en intérieur, vous pouvez utiliser une petite antenne à boucle magnétique telle que la superbe DJ8IL décrite dans le numéro de septembre 1998 d’Elektor. La présélection est suivie d’une section de préamplification avec gain ajustable manuellement. Ici, à nouveau, il faut faire très attention à garder les signaux forts à l’écart de la section suivante, le mélange. Si vous débutez dans la réception des ondes courtes, gardez en mémoire que l’important n’est pas de nettoyer de ses parasites le signal le plus faible possible pour l’envoyer Elektor 1/99 Figure 1. Synoptique fonctionnel du récepteur universel. La maquette consiste en une double conversion superhétérodyne avec injection sur le côté à haut potentiel (high side) pour le premier oscillateur 980084 - 11 local (LO). L’utilisation d’une première fréquence IF « élevée » (45 MHz) garantit la présence d’un minimum de parasites sur la bande, tout en réduisant le risque d’une percée de la fréquence IF par un signal parasite puissant. Notez que beaucoup de fonctions sont pilotées par un microprocesseur central. geur est récupéré à travers un filtre de 45 MHz d’une largeur de bande d’environ 15 kHz. La principale fonction de ce filtre est d’éliminer la fréquence image du second mélangeur, qui se produit à 44,090 MHz (44,545 - 0,455). Le premier signal IF (45 MHz) est abaissé par hétérodyne à 455 kHz, en utilisant le second mélangeur et le second signal de l’oscillateur local, fourni par un oscillateur à quartz opérant à 44,545 MHz. Le mélangeur est suivi de deux filtres passe-bandes, l’un d’une largeur de 3 kHz pour le mode « bande étroite » (BLU), l’autre d’une largeur de 12 kHz pour la réception FM et AM. Le gain de toutes les sections d’amplification IF (45 MHz et 455 kHz) est piloté par un circuit de commande automatique de gain AGC (Automatic Gain Control). Parce que la vocal comportant des points d’élimination à 450 Hz et 3,3 kHz. Le circuit microprocesseur pilote le présélecteur, le synthétiseur, la largeur de bande IF (large/étroite), le mode de sélection (AM/FM/BLU), et l’écran à critaux liquides LCD (pour Liquid Crystal Display). Ses « unités d’entrée » sont un encodeur rotatif pour la mise au point de la réception, et un petit clavier pour entrer directement les fréquences et réaliser quelques autres fonctions telles que la commande de la mémoire canal, la sélection manuelle des largeurs de bandes (3 kHz/12 kHz), etc. LE CIRCUIT CONCRET Dessiner un synoptique est une chose, concrétiser les fonctions avec de vrais composants en est une tout autre. Bien que le schéma du circuit de la 55 C1 C83 10n L2 10n 10n 10n 10n 10n R9 D14 R67 R12 C20 L3 L4 L5 L6 L7 1mH5 0mH82 120µH 18µH 3µH3 0µH68 D1 D8 D5 D3 D10 D7 R8 1M D12 D9 0...9V R7 0...2V8 C15 100k T1 R10 100n 100n 100n R5 100n 100n P1 P2 50k 100n 50k * zie tekst * see text * siehe Text * voir texte Q1 Q2 Q3 Q4 R18 1k 3 45M15AU 1V8 0µH22 R13 C17 C18 10p 10p R14 R16 R17 C22 100n 100n RF-GAIN 2 C24 56p L23 10n L16 100n 1 2K2 R25 2 5 12kHz 4 3 10n 10n 3 44.545MHz 2V 2 MC33171 C46 2µ2 16V 3n3 P3 R33 C50 R34 D21 SYNTHESIZER 18 2V4 C80 1MHz 40p 100p 2n2 100p 5 OUTB INB C61 C62 22n 3n3 4V3 NE612 6 AN OSC 9V 4V9 OSC 3 X2 BFO CSB455A C59 T7 100n 50k 22k T4 BS170 BS170 L20 L22 1mH 1mH R64 100n 47k 47k G1 100n 22n 4n7 R65 C95 0V 47k T6 1 3 6V 6 8 IC6 10n 2 0V/5V R58 C89 R59 10k 5V/0V R57 C88 47k 0V 0V/5V R56 C87 C91 1µ5 16V 3V5 12k C90 C97 1V4 3k9 560k 0V BS170 0V BF961 D 1Ω C96 9V R62 T9 9V D 12V R66 100n 220µ 16V 2V 100n G 100n R61 C86 G2 C58 100n BS170 UFM BF245 BB509 C57 R42 C63 D23 1V4 T8 USSB 10µ 63V P4 R41 10n 470p R37 1n R38 0V 100n G IC2 0V C56 22k 8k2 C84 UAM S R40 15k 4 OUTA C60 0mA1...1mA5 D INA R39 SIGNAL BS170 3V3 330k C52 M1 100n 10µ 63V OUT C81 0V 22k C101 10µ 63V 0V2/4V8 OSC 2V R36 C51 10n C85 C102 WIDE 7 RA1 IN 220n 100n BAT85 +12V C103 7 4V3 R31 S+ R28 78L09 NARROW 15 PDOUT 1 16V 8 C55 10k C43 100n 2 YMCS17105R2 0...0V3 IC7 10p UFM BF245C 12k C45 4µ7 16V C54 1V4 5V8 R30 C44 100n C53 1 0V C36 IC8 SW1 19 X3 C73 1V4 100p 100n 5V 14 C74 1µ 82k L19 T3 0µH56 78L05 R55 5V R51 C65 * BAT85 C49 UAM C37 12V R50 4 100n LMC4101 L17 22p SENABLE 4V8/0V2 82k R52 R35 R32 C48 10 BAT 85 D22 47p * 39k 220k 100n C42 R29 D19 C41 1n C35 3 220n 9V C47 0...0V6 1n 2 2V 4p7 SDATA 13 22k L18 AGC MOUT 2V 8V C39 8 SCLK 12 EN SW2 100n 4 7 BC549C R60 5 C99 LS1 220µ 16V C98 LS1 6V R63 1k RFIN 4 IC5 FIN 5V 9 AGC 5 5 1n 1V4 OSC C40 11 CLK DATA 10 USSB BAT85 IFIN MULIN MULIN MC C78 R54 1 47k IFOUT IFDEC 0...0V5 6 2V5 4 1n 0V IC1 TCA440 11 BAT82 100n MC145156-2 7 D20 100n 100n 82k 13 100n BB509 IFIN 1V5 100n D25 100n 12 RFIN C34 8 6 6 IC3 5 C66 2k2 14 C32 6 12k D24 C31 2k2 15 MIXO MIXO 1 1V5 3k3 1V5 100n 16 OUT 0V5 7 R49 47k 1V C33 9V C38 MC MB501-L 47k R43 R68 IC4 IN IN 10n R48 0...8V C30 1 2V4 BFR91 1V2 C82 5 5p6 C72 3T 150p D18 2x BA182 8 47Ω 1n T6 63V 5V 100µH C79 0V/5V C77 10k 9V R27 C64 R26 0V7 2V 9V 0V2 C29 D17 100n * L21 10k 10n 5 10µ 2 2V3 C75 R53 C68 0V C28 R19 LMC4101 2 R45 100n BF245C A55GGP 3 C69 0V 4T 100n 4V6 15k D16 2x BA182 100n R46 C67 T5 NARROW 10k D15 C76 2k2 0V2 4 C100 C71 33k 1 100n 5V5 1V7 R22 C27 VFO WIDE 10k 10n 5 47k L14 3 56Ω 100n R21 2 3kHz 4 33k 1 2K2 R47 C70 47k C26 R20 R44 5k6 5k6 SFR455J C25 R24 560Ω R23 270Ω 9V L15 5k6 1 Q5 D1...D12 = BA479S 9V X1 0µH33 BF961 R11 L13 BF961 2V9 0V C16 BB112 100n PRESELECTOR Q0 2V1 100n C23 15p T2 220p L11 L9 R6 C13 330Ω 330Ω C11 4µH7 D13 D11 R4 C9 330Ω 330Ω 330Ω 100n C7 330Ω R3 R2 C5 L10 4µH7 330k C14 R1 C3 22p C19 L8 C104 * 9V 33k D6 D4 BB112 C21 0µH56 2V1 L1 L12 R15 100n 1mH5 D2 9V 1 st MIXER 220p 3k3 C12 180Ω C10 68k C8 47k C6 33k C4 15k C2 680Ω 6p8 100k 2 C92 C93 C94 10n 3n9 1n LM386-3 100n P5 8Ω 1W 50k SSB S S 980084 - 12 AM SSB FM Figure 2. Circuit pratique des sections HF du récepteur universel. La plupart des fonctions présentées dans le synoptique seront aisées à retrouver dans ce schéma. Figure 2 semble à première vue imposant et complexe, son fonctionnement est relativement facile à comprendre grâce à la description précédente du synoptique. Prenons les sous-circuits les uns après les autres. Le présélecteur L’élément actif, T1, est un transistor MOSFET DG (DG, Dual Gate = à double grille) de type BF961, qui garantit une charge minimum des inducteurs du présecteur. Des diodes PIN sont utilisées pour permettre aux sorties d’un compteur décimal de mettre en et hors fonction les inducteurs nécessaires. Le compteur, à son tour, est piloté par le microprocesseur. Pour pouvoir répéter l’opération, des bobines d’arrêt miniatures des séries E12 sont intégrées dans le présélecteur. Leurs facteurs Q restent aussi élevés 56 que possible grâce à la faible charge capacitive du transistor MOSFET DG. Le présélecteur dispose de six gammes: 1: 150 – 370 kHz 2: 370 – 900 kHz 3: 900 – 2 200 kHz 4: 2 200 – 5 400 kHz 5: 5 400 – 13 200 kHz 6: 13 200 – 32 000 kHz La partie inductive du présélecteur est mise en résonance par le dispositif condensateur formé par une paire de diodes varicap, D14–D13. La tension de commande des varicap balaie une gamme de 0 à 9 V, et est fournie par P1, le curseur de la commande de syntonisation du présélecteur. Le gain du transistor MOSFET DG est piloté d’une façon traditionnelle au moyen d’une tension directement appliquée à la grille 2. Bien que le présélecteur soit en mesure de supprimer une considérable quantité de fréquences non désirées, le MOSFET est suivi d’un filtre passe-bas supplémentaire comportant deux sections « cliquets », L9–C17 et L11–C18, afin d’éliminer pratiquement en totalité (–50 dB) les fréquences images et les ondes extérieures aux bandes. 1er mélangeur et synthétiseur Dans beaucoup de récepteurs OC de haut de gamme, un mélangeur symétrique dit DBM (= Double-Balanced Mixer = mélangeur symétrique) est utilisé comme premier mélangeur pour garantir un excellent comportement des grands signaux. L’inconvénient prinicipal d’un DBM passif est le niveau élevé du signal de l’oscillateur local (typiquement 7 dBm), et la perte de conversion consécutive d’environ Elektor 1/99 7 dB. Le récepteur décrit utilise un transistor DG MOSFET dans le premier mélangeur. A l’opposé d’un DBM, le MOSFET offre un gain de conversion d’environ 10 dB, et répond bien aux relativement faibles signaux de l’oscillateur local. La combinaison d’un circuit intégré synthétiseur de type MC14156-2 (de dont les grandeurs de pas concordent chez Motorola) et d’un mélangeur diviavec la fréquence de référence d’1 kHz seur à double module (÷128/÷129 ou dérivée du quartz X3 par un diviseur ÷64/÷65) MBL501L (de chez Fujitsu) intégré. Le MC14156-2 est piloté par forme une boucle PLL (PLL, Phase-LocFigure 3. Le circuit de commande du microprocesseur ked Loop = à verest basé sur un contrôleur PIC 16F84. Pour contenir rouillage de phase) l’interférence interne du récepteur à son minimum, le contrôleur est la plupart du temps « assoupi ». K2 3 SRG4 9 C1/ 6 IC4b R 7 1D 5 S0 4 S1 3 S2 10 S3 K3 S6' S1 S1' S0 S0' S5 S5' S4 S4' S8 S8' SRG4 C1/ 14 15 IC3, IC4 = 4015 IC4a R 1D 13 S4 12 S5 11 S6 2 S7 " " S3 "7" S4 "4" S5 "1" S6 "0" S7 "8" S8 "5" S9 "2" S10 "#" S11 "9" S12 "6" S13 "3" S0' D3 S1' D4 S2' D5 K4 1 S2 D2 S6 S3' K5 S10 S10' S9 S9' S11 S11' S7 S7' S3 S3' S2 S2' D6 S4' D7 S5' KEYB' 5V D8 S6' KEYB R9 9 C8 22k SRG4 IC3b R 7 5 S8 4 S9 3 S10 10 S11 D11 S9' S0 S2 S3 S4 4k7 15k RA0 17 RB0 RA1 1 IC1 RA2 2 16 S6 IC2 S7 8 R4 15 C2 RB1 RB2 A 3 7 B 2 8 PRESET OSC1 RB6 OSC2 RB7 27p KEYB SCLK SCLK SDATA 13 SENABLE 5 C4 C5 100n 100n SDATA SENABLE 12V 1 14 15 C1/ R 1D C6 IC3 8 16 +M 13 FM 11 AM C7 IC4 100n 8 2 100n IC2 74HCT4017 CTRDIV10/ 0 3 DEC 2 1 4 2 14 7 3 & + 10 4 13 1 5 5 6 6 7 15 9 CT=0 8 11 9 12 CT≥5 FM SSB M1 IC5 +B BACKLIGHT –M –B +15V D14 Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 Q0 Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 5V IC6 +12V 7812 78L05 400mA 1N4001 AM Q0 12V 500mW IC3a 12 SSB 16 KEYB' 150Ω SRG4 10k 5V R7 100Ω R6 5V R5 1 PCLK 12 C1 100n 100n S1 ENCODER RA3 16 C14 R3 6 9 PIC16 RB3 3 F84- RB4 10 RA4 4 04/P RB5 11 MCLR 1N4148 D13 S11' S5 15k 14 D1 5V 15k SERRES SERCLK DEN 5V 100n 18 S10' S8 C3 5V R1 D12 LC DISPLAY S1 R2 D10 S8' 10k DEN 5V 100p K1 P1 1D D9 S7' 100n C1/ 6 C9 10k R8 C10 C11 C12 C13 100n 470µ 25V 100n 100n T1 BS170 980084 - 13 Elektor 1/99 57 l’information série fournie par le microprocesseur. Le signal d’erreur en provenance du circuit intégré synthétiseur est filtré par une boucle de filtrage construite autour d’un amplificateur opérationnel de type MC33171 (IC3). Pour minimiser dans le filtre la composante de la fréquence de référence de 1 kHz, la boucle PLL doit permettre un délai relativement long de verrouillage. Dans notre cas, le plus grand changement de fréquence de l’oscillateur local (de 45,150 MHz à 77,000 MHz) prend environ 100 ms. L’utilisation du terminal à terminaison unique « PDOUT » du MC14156-2 simplifie la boucle filtre. Le MC33171 est utilisé ici pour sa capacité à faire osciller la tension de sortie d’un pôle à l’autre (rail to rail). Ceci est obligatoire si l’on veut que l’oscillateur VCO, basé sur le transistor FET T5, couvre la gamme de fréquence nécessaire (théoriquement, de 45,15 MHz à 77 MHz) sans « périr » de la basse tension de commande de la diode varicap. Concrètement, l’oscillateur VCO est légérement surdimensionné, couvrant une gamme de 37 à 85 MHz avec une tension de commande de 0 à 9 V. Le signal de sortie du VCO est couplé par condensateur au premier mélangeur (T2) de même qu’à une section-tampon autour de T6, conçue pour piloter les entrées ECL de la puce diviseur MB501L. Aplificateurs IF, démodulateurs AM/FM et détecteur BLU En référence au synoptique, la bonne nouvelle est que tous les sous-circuits entre le premier filtre IF et la sortie du dernier amplificateur IF sont contenus dans un seul circuit intégré, le TCA440. Ce vieil ami fidèle de chez Siemens contient un préampli, un oscillateur, un amplificateur IF et un AGC comportant une gamme dynamique de rien moins que 100 dB (ce qui est indispensable pour l’écoute des Ondes Courtes). Les deux filtres IF à 455 kHz pour les réceptions étroites (Grandes Ondes 3 kHz) et larges (Grandes Ondes 12 kHz) sont connectées en entrée et en sortie des circuits externes du TCA440 par l’intermédiaire de diodes PIN et de signaux de commande émis par le microprocesseur. D’autres filtres que ceux de type Toko présentés ici peuvent être utilisés, pour autant que leur impédance d’entrée atteigne 2,2 W, et que leurs largeurs de bande respectives soient d’environ 3 kHz (bande étroite) et 12 kHz (bande large). Le TCA440 pilote le S-mètre directement à travers sa sortie AGC. Les instruments de mesure de différentes sensibilités sont réglés par l’ajustable P3. Le signal injecté dans le second mélangeur provient de l’oscillateur du TCA440. Celui-ci ne nécessite qu’un quartz externe et une paire de composants passifs pour fournir un signal Elektor 1/99 extrêmement régulier de 44,545 MHz. Le détecteur BLU est construit autour du NE612 bien connu (ou du NE602), qui contient un mélangeur équilibré et un oscillateur. Ce dernier est connecté à un filtre céramique de 455 kHz bon marché qui est « tiré » par une diode varicap, D23. La déviation résultante d’environ ±2 kHz est suffisante pour la réception USB et LSB (bandes latérales supérieures et inférieures) en tournant le potentiomètre de commande de l’oscillateur BFO. Le démodulateur FM est un détecteur proportionnel classique avec un amplificateur FET en frontal. Le détecteur a été conçu pour fournir assez de sortie même pour la réception d’un signal NBFM (NBFM, Narrow-Band Frequency Modulation = modulation de fréquence à bande étroite). La NBFM est couramment utilisée dans la bande CB de 27 MHz (bande des 11 m). Le démodulateur AM est constitué d’une seule diode, D20, qui fournit aussi le signal de pilotage de l’AGC. Les trois inducteurs réglables de cette portion du circuit sont tous des filtres de 455 kHz, de type Toko du commerce. Ces unités contiennent des condensateurs à réglage interne. D’autres transformateurs à 455 kHz que ceux présentés ici peuvent être utilisés, pour autant que leur taux de transformation primaire-secondaire soit de 20 à 1 (pour les L14 et L18), et que la borne de branchement soit exactement au centre du primaire (pour le L19). Sections audio Trois transistors FET BS170 sont utilisés comme interrupteurs analogiques, conduisant les signaux FM/AM et BLU vers le filtre/amplificateur T10. Les signaux de commande aux portes des FET sont, de nouveau, fournis par le circuit microprocesseur. Le filtre de bande audio est conçu pour une voix de qualité radiophonique, c’est-à-dire que les pointes d’élimination sont prévues à 450 Hz et 3,3 kHz pour éliminer la majorité des parasites indésirables, et, dans le cas de la BLU, les stations proches. L’amplificateur audio LM386, enfin, fournit environ 1 watt dans 8 ohms, ce qui est satisfaisant pour un simple hautparleur externe dans votre chaumière, ou pour une paire d’écouteurs à basse impédance (préférés par les vétérans). LE MICROCONTRÔLEUR Le schéma de la section microcontrôleur du récepteur est présenté séparément en Figure 3. Ce circuit contient aussi la plupart des composants de l’alimentation électrique. Le microcontrôleur utilisé est le familier PC16F4 de chez Microchip. Il exécute ici un programme utilisateur d’environ 1 Koctet dans sa mémoire ROM intégrée. Le contrôleur est fourni déjà programmé par les éditeurs. La mémoire EEPROM intégrée inclut et conserve les fréquences. L’horloge du processeur n’ayant pas besoin d’être particulièrement stable ni précise, la meilleure marché, un réseau R–C (R1–C1), a été utilisée. Le processeur fonctionne à environ 4 MHz, uniquement lorsque le besoin s’en fait sentir, par exemple lorsqu’on appuie sur une touche ou lorsqu’il faut recharger le synthétiseur. Pour éviter au maximum les signaux parasites dans le récepteur, le microcontrôleur PIC sera « assoupi » la plupart du temps ! Trois des quatre registres à décalage de type 4015 élargissent les fonctionnalités d’entrées/sorties du contrôleur PIC en utilisant un registre à calage de 12 bits pour piloter le clavier et l’écran à cristaux liquides. Le clavier n’est pas du type matriciel. Comme on peut le voir sur le schéma, chaque commutateur dispose d’une connexion séparée, pendant que l’autre conduit à une ligne « commune ». Appuyer sur une touche provoque une interruption qui sert à la fois de réveil et de requête de service au processeur « assoupi ». Tourner l’encodeur rotatif génère aussi une interruption matérielle qui tire le processeur du sommeil. L’encodeur utilisé ici est de type Bourns avec 24 tours pour une rotation complète. Il permet à la gamme totale de réglage du récepteur d’être couverte – on continue de tourner jusqu’à l’obtention de la fréquence recherchée, et on ajuste alors avec soin le présélecteur pour une réception optimum. Les broches restantes d’entrée/sortie du contrôleur sont utilisées pour piloter le synthétiseur série (RB5, RB6 et RB7) et le présélecteur, par le biais d’un compteur décimal IC2 (RB2, RB3). L’alimentation électrique est obtenue d’une manière traditionnelle à partir des régulateurs de tension fixe à trois broches de la série 78 et 78L. Trois tensions sont fournies : 12 V, deux fois 5 V, et 9 V. Les régulateurs fournissant cette dernière et l’une des alimentations de 5 V font partie du circuit principal de réception, comme il a été décrit plus haut (se reporter à la Figure 2). Ils obtiennent leur tension d’entrée du régulateur à 12 V sur la platine du microprocesseur. Les charges les plus élevées sur le pôle de 12 V sont manifestement l’amplificateur audio, l’éclairage du S-mètre et le rétroéclairage de l’écran à critaux liquides (s’il est utilisé). La tension non stabilisée doit être d’au moins 15 V. Un adaptateur de secteur bon marché peut être utilisé, mais tenez compte du fait que le récepteur peut tirer jusqu’à 450 mA : procurezvous donc un adaptateur relativement puissant. (980084-1) L’assemblage, le réglage et l’utilisation du récepteur seront présentés le mois prochain dans la suite et la conclusion du texte. 59
