Introduction à la simulation RF d`un Mixer Downconverter.

Transcription

CAO – TP RF – Mixer
1
Introduction à la simulation RF d’un Mixer Downconverter.
L’objet de ce TP est d’introduire et d’utiliser les principaux outils de simulations de
spectre RF utilisés pour l’étude d’un mixer de type downconverter.
I – Schéma d’étude.
La figure suivante donne l’architecture du mixer étudié (single balanced) ainsi que la
schématique complète utilisée lors des simulations :
Schéma d’étude.
On considère un signal d’entrée RF à la fréquence 1 GHz, une LO à 900 MHz, la composante
de sortie IF "utile" est donc celle à 100 MHz (mixer downconverter).
J.M. Dutertre - 2007
2
II – Simulations avec Spectre RF.
Configuration de l’environnement de simulation :
Sélectionner ( Analog Environment ) → Setup → Environment
et dans le champ Analysis order entrer "dc pss pac pnoise" (ce réglage est nécessaire pour
assurer un déroulement dans le bon ordre des analyses RF).
Réglage des paramètres :
Port d’entrée RF
Resistance
50 ohms
Port number 1
Source Type dc
La configuration du port RF varie avec les simulations.
Ports d’entrée LO
LOplus
LOmoins
Resistance
50 ohms
50 ohms
Port number
2
3
Source Type
sine
sine
Frequency name
flo
flo
Frenquency
900 MHz
900 MHz
Amplitude
500 mV
500 mV
Sine dc
1V
1V
Phase
0°
180°
Détermination du gain de conversion – PSS + PAC.
La détermination du gain de conversion requiert deux analyses successives : une analyse PSS
suivie d’une analyse PAC.
Seul le signal LO est pris en compte par la PSS, cette simulation permet de déterminer l’état
"stable périodique" (le periodic steady state) du circuit.
L’analyse PAC utilise le modèle linéaire périodique calculé par la PSS pour déterminer les
effets de translation de fréquence entre l’entrée RF et n’importe quel point du circuit ; elle
permet ainsi de déterminer le gain de conversion du mixer.
Réglage du port RF :
pacmag
1
3
Réglage des paramètres de simulation :
( Analog Environment ) → Analysis → Choose
•
Sélectionner une analyse de type pss.
•
Cocher l’option Auto Calculate.
•
Choisir le nombre d’harmoniques Output Harmonics 10
•
Accurate Default Moderate.
•
Cliquer Apply.
•
Sélectionner la deuxième analyse : pac
•
Frequency Sweep Range (Hz) Sélectionner Single Point et compléter le champ à
1 GHz
•
Section Sidebands : Maximum sideband 1
•
Cliquer OK.
( Analog Environment ) → Simulation → Netlist and Run.
Les résultats de simulation sont obtenus directement par :
( Analog Environment ) → Results → Direct Plot → Main Form
Dans la section Analysis vous pouvez choisir entre pss et pac.
Résultats de la PSS :
•
Dans la section Analysis choisir pss.
•
Dans la section Function choisir Voltage.
•
Il est alors possible de choisir d’afficher le spectre et/ou la représentation temporelle
sur une période des différentes tensions du circuit.
Résultats de la PAC – détermination du gain de conversion :
•
Dans la section Analysis choisir pac.
•
Dans la section Function choisir Voltage.
•
Select Net
•
Signal Level peak
•
Modifier dB20
•
Activer la vue schematic puis cliquer sur RF_in pour afficher son spectre.
•
Select Differential Nets
•
Signal Level peak
•
Modifier dB20
4
•
Activer la vue schematic puis cliquer successivement sur LOplus puis LOmoins pour
afficher le spectre de la sortie IF.
En déduire le gain de conversion en tension entre RF_in et la sortie du mixer.
Détermination de la figure de bruit – PSS + Pnoise.
L’étude de bruit du mixer nécessite deux simulations successives, PSS puis Pnoise, afin de
prendre en compte les effets de repliement du bruit (cf. annexe).
Seul le signal LO est pris en compte par la PSS, afin de déterminer le modèle linéaire
périodique du circuit qui permettra de traiter le repliement spectral des différentes sources de
bruit considérées par l’analyse Pnoise.
Réglage du port RF :
ramener pacmag
à0
Source Type dc
Aucun signal n’est délivré par le port RF.
Le réglage de la PSS est identique à la simulation précédente.
•
•
Cocher l’option Auto Calculate.
•
Choisir le nombre d’harmoniques Output Harmonics 10
•
•
Cliquer Apply.
•
Sélectionner la deuxième analyse : pnoise
•
Vérifier que le champ PSS Beat Frequency est automatiquement complété à 900 MHz.
•
Régler les paramètres suivants :
•
Sweep Type absolute.
•
Frequency Sweep Range Start : 1MHz Stop : 200MHz
•
Sweep Type log
•
Maximum Sidebands 20
•
Dans la section Output :
10pts/decade
5
o Sélectionner voltage.
o Champ Positive Output Node : cliquer Select et sélectionner le net de sortie
IFplus sur la vue schématique.
o Champ Negative Output Node : cliquer Select et sélectionner le net de sortie
IFmoins sur la vue schématique.
o Dans la section Input Sources :
o Sélectionner port comme Input Sources.
o Champ Input PORT Source, cliquer select et sélectionner le port RF sur la vue
schématique.
o Champ Reference Side Band : le compléter à -1.
•
Dans la section Analysis choisir pnoise
•
Cliquer NF pour afficher la figure de bruit du mixer.
Détermination du point de compression à -1 dB – swept PSS.
Pour déterminer le point de compression à -1dB d’un circuit il faut faire varier
progressivement la puissance du signal d’entrée et mesurer l’évolution du signal de sortie.
Cela revient à effectuer successivement plusieurs PSS pour différentes valeurs du signal
d’entrée, d’où le nom de Swept PSS.
Dans le cas d’un mixer, la PSS doit prendre en compte les deux signaux d’entrée LO et RF.
La puissance du signal LO reste constante, son rôle est de permettre la translation de
fréquence via la commande des deux transistors fonctionnant en interrupteurs. C’est vis-à-vis
du signal RF que le phénomène de compression du gain est étudié, on effectuera donc
plusieurs simulations PSS successives pour différentes puissances du signal RF.
6
Port d’entrée RF
Variables
Source Type
sine
Frequency name 1
frf1
Frequency 1
frf
Amplitude 1(dBm)
prf
frf
1 GHz
prf
-30 dBm
•
•
Vérifier la présence des différents signaux LO et RF dans Fundamental Tone
•
Cocher Auto Calculate.
Le champ Beat Frequency doit être automatiquement complété à 100 MHz
•
No of Harmonics 10
•
•
Cocher Sweep, sélectionner Variable et cliquer Select Design Variable, dans la fenêtre
qui s’ouvre choisir prf. Cliquer OK.
•
Sweep Range Start : -30 (dBm) Stop : -10 (dBm).
•
Sweep Type Linear et No of Steps 10. Cliquer OK.
•
Dans la section Function choisir Compression Point.
•
Select Differential nets (dB, 1 ohm reference)
•
Gain Compression (dB) 1
•
Input Power Extrapolation Point (dBm) -30
•
1st Order Harmonic 100 MHz
•
Rendre active la vue schématique et cliquer successivement sur IFplus et IFmoins, le
résultat s’affiche.
7
Intermodulation d’ordre 3 – swept PSS + PAC.
La détermination de l’IP3 se fait en soumettant le circuit testé à un signal double tons en
entrée (les deux fréquences étant incluses dans la bande passante du circuit). En simulation,
on prendra deux tons de même puissance aux fréquences 1 GHz et 1010 MHz, le premier
étant pris en compte par le simulation PSS (en même temps que la LO) et le second par la
PAC. L’IP3 est mesuré à partir du 1er ordre et du 3ème ordre issus de la PAC.
Port d’entrée RF
Variables
idem point de compression à -1 dB
+ pacmag (dBm)
prf
frf
1 GHz
prf
-30 dBm
•
Le réglage de la PSS est identique à la simulation précédente à l’exception du Sweep
prf que l’on fera varier entre -30 et +10 dBm.
•
Sélectionner la deuxième analyse : pac
•
Frequency Sweep Range (Hz) Sélectionner Single Point et compléter le champ à
1010 MHZ
•
Section Sidebands : -9 et -10
•
Cliquer OK.
•
Dans la section Analysis choisir pac.
•
Dans la section Function choisir IPN Curves.
•
Select Differential Nets (dB, 1 ohm reference)
•
Circuit Input Power Variable Sweep ("prf")
•
Input Power Extrapolation Point (dBm) -30
•
1st Order Harmonic 110MHz
(-9)
•
3rd Order Harmonic 90MHz
(-11)
8
•
Rendre active la vue schématique et cliquer successivement sur IFplus et IFmoins, le
résultat s’affiche.
Détermination rapide de l’intermodulation d’ordre 3 – PSS + PAC.
L’article "Accurate and Rapid Measurment of IP2 and IP3" [KUN], propose une méthode
plus rapide de détermination de l’IP3, à partir d’une simple PSS effectuée pour prf = -30 dBm
et suivie d’une PAC, le résultat est obtenu par extrapolation d’après la formule du cours :
IIP3 dBm =
∆P
2
dB
+ Pin
dBm
(pour deux tons PSS et PAC de même puissance).
Ce résultat peut être obtenu à partir du spectre de IF calculé par la PAC ou directement par
extrapolation graphique (IPN Curves).
9
III – Compte rendu.
III.1. Etude théorique.
Décrire le principe de fonctionnement de ce mixer et calculer l’expression littérale du gain de
conversion.
III.2 Simulation.
a)
Gain de conversion.
Expliquer le choix Maximum Sideband = 1.
Exploiter les résultats de la PSS pour mettre en évidence le Periodic Steady State.
Donner le gain de conversion.
b)
Figure de bruit.
Quelle est la figure de bruit du mixer à 100 MHz ?
Si l’on fait passer la largeur de grille du transistor Mn1 de 25 à 100 µm comment
évolue la figure de bruit ?
c)
Justifier ce résultat.
Point de compression.
Déterminer le point de compression à -1 dB du mixer.
Serait il possible de déterminer le point de compression en effectuant une PSS sur la
LO suivie d’une swept PAC sur le signal RF ?
d)
IP3.
Justifier les réglages des paramètres de simulation PSS et PAC (un dessin permet bien
souvent d’en dire plus qu’un long discours …).
Donner l’IP3 et vérifier que l’on obtient le même résultat avec les deux méthodes
proposées.
NB : le recours aux outils de simulation proposés par spectre RF ne dispense pas de
l’utilisation d’outils plus classique, de types dc ou tran par exemple.
10
IV – Annexe – Etude du bruit d’un mixer – Noise folding.
Le phénomène de repliement du bruit (noise folding) dans un mixer est illustré graphiquement
et expliqué p32 de [KUN].
Figure de bruit d’un mixer.
On considère pour ce calcul que les commutations des transistors utilisés en interrupteurs sont
parfaites et que ces derniers n’introduisent aucun bruit, on négligera également le bruit
thermique de la résistance de grille du transistor RF et le bruit en 1/f.
On note
in2 = 4kTγg m le courant de bruit lié au canal du MOS RF.
On obtient alors sur la sortie différentielle IF :
v nIF (t ) = Rload .i n (t ).v LO (t )
avec vLO(t) un signal carré de période TLO prenant alternativement les valeurs -1 et +1, soit en
passant dans le domaine fréquentiel :
VnIF (ω ) =
1
2π
+∞
∫R
load
.I n (ω − ν ).V LO (ν )dν
−∞
+∞
VnIF (ω ) = ∑k = −∞ a k Rload I n (ω + kω LO )
D’où en ce qui concerne la densité spectrale de puissance :
+∞
2
S nIF (ω ) = ∑k = −∞ a k Rload
S n (ω + kω LO )
14
4244
3
2
4 kTγg m
+∞
2
S nIF (ω ) = 4kTγg m Rload
.∑k =−∞ a k
Pour un pire cas
∑
+∞
k = −∞
ak
2
2
= 1 (en pratique <1 la bande passante du circuit étant limitée) :
2
S nIF (ω ) = 4kTγg m Rload
bruit en sortie créé par le canal du MOS RF.
De façon similaire, il faut prendre en compte la contribution de RS et de la charge (2Rload) :
2
2
S nIF ,tot (ω ) = 4kTγg m Rload
+ 4kTRS g m2 Rload
+ 2 × 4kTRload
L’expression de la figure de bruit est alors :
NF =
S nIF ,tot (ω ) du système réel
S nIF ,tot (ω ) du système idéal
=
S nIF ,tot (ω )
AP .S n, RS (ω )
Pour le calcul on supposera AP = Av2 = (2gmRload/π)2
(V2/Hz)
D’où
NF =
11
π2 
γ
2
1 +
+ 2
2
4  RS g m g m Rload RS



Ainsi en polarisant à un courant plus élevé (donc pour un gm plus grand) on améliore la figure
de bruit, ceci au prix d’une consommation plus élevée.
Bibliographie.
[LEE] : "The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits", Thomas H. LEE.
[RAZ] : "RF Microelectronics", Behzad RAZAVI.
[KUN] : "Introduction to RF Simulation and its Application", "Accurate and Rapid
Measurment of IP2 and IP3", Ken KUNDERT, www.designers-guide.com. Papiers sur la
simulation RF écris par « Mr Spectre RF ».
[http] La page de la Linköping Universitet :
http://www.ek.isy.liu.se/new/courses/tsek26/

Introduction à la simulation RF d`un Mixer Downconverter.

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