transformateur fi pot hf

JOSEPHJ.CARR
DÉMY STIFICATI ON
DESRÉCEPTEURS HF
PAR LA PRATIQUE
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VOLUME 1
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Traduit en français et révisé par
Jean-PierreCharlier
(et Bruno Savornin (F1 ERZ) pour le chapitre 9)
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À propos de l’auteur
Le grade de senior electronics engineer, ou ingénieur électronicien émérite, de J.J. Carr lui a été octroyé en raison de son
expérience de technicien en électronique acquise au cours de plus de seize ans de pratique en laboratoire de test.
Joseph J. Carr est l’auteur de Mastering Radio Frequency Circuits Through Projects & Experiments, Mastering
Oscillator Circuits Through Projects & Experiments, et de Practical Antenna Handbook.
Il a également écrit plus de 600 articles pour des revues techniques et apporte mensuellement sa contribution à des
magazines tels que Popular Communications, Popular Electronics, ainsi qu’à d’autres publications.
Il possède le grade de Certified Electronics Technician (CET) en électronique de communication et
électronique grand public.
Préface de la seconde édition (anglaise)
D
ans cette seconde édition, j’ai tenu compte d’un maximum de remarques et
de suggestions, qu’elles m7aient été adressées personnellement ou transmises par
la maison d’édition. Par exemple, la couverture du chapitre consacré aux récepteurs à
conversion directe (des montages qui ont toujours beaucoup de succès) a été largement
étendue. De plus, des chapitres consacrés aux Très Busses Fréquences (TBF) ont été
ajoutés, au grand bonheur de tous les amateurs de ce genre de réception. J’ai également
ajouté un chapitre réservé à la conception et à la construction de filtres H.F. à réseaux
bobinekondensateur (LC) en structures passe-bas, passe-haut’ passe-bande et suppresseur
de bande. Ces filtres permettent bien évidemment d’améliorer le fonctionnement des
montages, mais également d’éliminer les effets des interférences électromagnétiques.
Cet ouvrage aborde maintenant le domaine des mélangeurs à double équilibrage.
Ces composants sont devenus accessibles (en disponibilité et en prix), que ce soit sous
forme de circuits intégrés ou de circuits à diodes, et facilitent la conception de circuits
de mélangeurs.
A
près plus de vingt années passées à rédiger des articles pour des revues
d’électronique et de radioamateurs telles que Populur Electronics, Radio
Electronics, Popular Communications, Nuts h’Volts et Hum Radio, il m’est apparu
évident que beaucoup de personnes intéressées par l’électronique, amateurs ou même
professionnels, trouvent les circuits HF difficiles à réaliser, voire mystérieux.
En effet, les circuits ne semblent plus obéir aux formules ; les mesures de laboratoire ne
correspondent pas aux prévisions sur papier. En d’autres termes, la pratique semble se
démarquer de plus en plus de la théorie au fur et à mesure que la fréquence croît.
La cause de cette fausse anomalie est pourtant facile à découvrir : les circuits H.F.
utilisent des fréquences beaucoup plus élevées que les autres circuits, si bien que les
capacités parasites (généralement ignorées) et les inductances parasites doivent entrer en
ligne de compte lors du calcul des circuits. Lorsqu’elles sont négligées, les montages
fonctionnent mal, ou pas du tout ! De plus, les résistances en HF n’ont pas les mémes
valeurs qu’en continu ; un simple bout de fil considéré comme un court-circuit présente
une certaine résistance en HF,à cause de l’effet pelliculaire ou skin efSect.. Vient ensuite
le problème des mesures. Les équipements de mesure en continu et en basses fréquences
s’achètent un peu partout à des prix raisonnables ou se laissent construire assez
facilement, mais les équipements destinés à la HF sont complexes et coûteux.
Ce livre présente quelques solutions de rechange pour l’achat de matériel de mesure HF
à faible prix ; il vous offre également la possibilité de construire vous-même l’essentiel
de votre équipement, en vous expliquant la meilleure façon de l’utiliser.
La lecture des pages qui suivent vous permettra d’élucider la plupart des mystères qui
semblent entourer le fonctionnement des circuits de hautes fréquences.
Notes liminaires
du premier volume de l’édition française
L’édition française de cet ouvrage compte deux volumes.
L’existence en français du seul mot résistance pour désigner à la fois le composant et la
grandeur électrique ne facilite pas la clarté des énoncés. C’est pourquoi, pour désigner le
composant, nous préconisons l’emploi du néologisme << résisteur », calqué sur condensateur
ou transformateur.
Certaines imprécisions de l’édition originale ont pu être corrigées grâce à la précieuse
collaboration de l’auteur. La traduction française a été enrichie par de nombreuses notes
signalées au lecteur par la mention N.d.T. (= note du traducteur).
Sommaire
1 Introduction à l'électronique des Hautes Fréquences
1
1.1 Le spectre électromagnétique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
1.2 Unités et constantes physiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5
1.3 Longueur d'onde et Féquence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.4 Déhition des bandes de Féquences en micro-ondes . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.5 Effet pelliculaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
1.6 Adaptation d'impédance dans les circuits H F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
1.7 Composants HF, disposition et construction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
Platines de montage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11
Châssis et boîtiers
...............................
Boîtiers blindés pour la HF
13
..............................
14
1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou << coax >> . . . . . . . . . . . . . . . 17
Montage de connecteurs coaxiaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19
Attention ! . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
22
2 Composants HF et circuits accordés
2.1 Circuits oscillants . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2 Vecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3 Bobines et coefficient d'auto-induction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Coefficient d'auto-induction d'un conducteur rectiligne . . . . . . . . . . .
Coefficient d'auto-induction d'un conducteur bobiné . . . . . . . . . . . . .
Coefficient d'auto-induction d'un solénoïde avec noyau . . . . . . . . . . . .
Association de bobines en série et en parallèle . . . . . . . . . . . . . . . .
Symboles de bobines . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bobines dans les circuits de courant alternatif . . . . . . . . . . . . . . . .
Du solénoïde à la bobine << spirale >> . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Retour au solénoïde à air . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bobines ajustables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.4 Condensateurs et capacité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Unités de capacité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tension de claquage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Symboles de condensateurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Condensateursfixes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Condensateurs dans les circuits de courants alternatifs . . . . . . . . .
Tensions et courants alternatifs dans les condensateurs
2.5 Circuits résonnants LC . . . . . . . . . . . . .
Circuit résonnant série . . . . . . . . . . . .
Circuit résonnant parallèle . . . . . . . . . .
Sélection de l'un ou l'autre type de circuit LC
..
23
23
26
27
29
30
30
32
33
35
36
39
40
41
43
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44
47
. . . . . . . . . . . . . . 48
................
................
................
................
50
51
53
54
2.6 Circuits résonnants dans les récepteurs superhétérodynes
Le problème du tracking . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Le problème du tuner . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . 54
..........
57
..........
58
Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Solution . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Le problème du VFO
58
58
.............................
60
Lasolutionducondensateurajustableenparallèleoutrimmer . . . . . . . . . . 61
La solution du condensateur ajustable en série ou padder . . . . . . . . . . . . .62
La solution du condensateur variable à cages différentes . . . . . . . . . . . . . 63
2.7 Transformateurs HF et FI accordés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Construction des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bande passante des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . .
Dépannage des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Addendum : Analogie pneumatique du comportement d'un condensateur . . .
63
64
65
68
71
3 Condensateurs variables dans les circuits de hautes fréquences
3.1 Description des condensateurs variables usuels . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.2 Condensateurs à variation linéaire de capacité
et condensateurs à variation linéaire de fréquence . . . . . . . . . . . . . . .
3.3 Condensateurs variables spéciaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Condensateurs doubles à rotor commun . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Condensateurs différentiels . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Condensateurs variables pour étages de puissance . . . . . . . . . . . . . .
3.4 Condensateurs variables intégrés ou varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . .
Principe de la varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schéma équivalent d'une varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tension de commande des varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.5 Applications des varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.6 Procédures et précaution lors de l'entretien de vieux équipements . . . . . . .
73
77
78
78
79
79
81
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86
4 Fabriquer soi-même ses bobinages
4.1 Programme de supports pour bobines de Amidon Associates . . . . . . . . . . 88
4.2 Fabriquer soi-même des bobines et des transformateurs HF toriques . . . . . 92
Matériaux utilisés dans la fabrication des tores . . . . . . . . . . . . . . . 92
Tores en poudre de fer
Tores en ferrite . . . .
................................
................................
Désignation des noyaux toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Calculducoefficientd'auto-inductiond'unebobinetorique . . . . . . . .
Calcul du nombre de tours . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bobinage des noyaux toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Construction des bobines toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Maintien des fils . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Fixation des bobines toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Transformateurs HF toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Calcul de transformateurs HF courants
Exemple1
Exemple2
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. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
.....................................
.....................................
105
106
4.3Bâtons de ferrite et de poudre de fer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
......................................
......................................
Fabrication d'antennes-ferrite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Radiogoniométrie ou RDF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Exemple
Solution .
108
109
110
110
111
Antennes-cadres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Noyaux binoculaires ou bazookas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
..
112
..
113
116
Bobinage des noyaux binoculaires . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tores et noyaux binoculaires de puissance de fabrication-maison . . . . . . . . 118
Conclusion
.....................................
119
5 Récepteurs de radio :théorie et applications
5.1 Circuit de syntonisation ou tuner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
123
5.2Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers . . . . . . . . . . . . . . . . . 127
5.3 Récepteurs superhétérodynes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
128
5.4Utilisation du circuit intégré NE602 de Signetics . . . . . . . . . . . . . . . . 130
Conversion ou changement de Féquence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131
Alimentation en continu du NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
132
Circuits d'entrée pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
134
Circuits de sortie pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
138
Circuits d'oscillateur local pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141
Circuits d'oscillateur local commandé en tension . . . . . . . . . . . . . . . 144
5.5 Schémas de récepteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
145
Circuits de têtes HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
146
Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
148
Solution., . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
148
Circuits de fréquence intermédiaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
149
Circuits de détection et d'amplification basse Féquence . . . . . . . . . . . 150
153
5.6Conversion directe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.7AmplificateurpourfiltremécaniquedeFéquenceintermédiaire. . . . . . . . 154
5.8 Construction d'un récepteur en ondes courtes . . . . . . . . . . . . . . . . . . 158
6 Récepteurs à conversion directe
6.1Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
163
163
6.2Principe de fonctionnement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.3Problèmes associés à la conception de récepteurs à conversion directe . . . . . 167
Ronflement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
167
Effet microphonique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
170
Dynamique du signal d'entrée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
170
Intrusion de signaux AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
172
Faible niveau de sortie audio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
174
6.4Circuits de mélangeurs pour récepteurs DCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176
Commentaires sur la conception de circuits de DCR . . . . . . . . . . . . . 178
6.5 Quelques exemples de circuits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Circuits audio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Circuits d'oscillateur local pour DCRs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.6 Châssis de test universel pour éléments de DCR . . . . . . . . . . . . . . .
Pot-pourri des références utilisées au cours de ce chapitre . . . . . . . . . . .
179
188
189
. 190
. 193
7 Circuits d'amplificateurs HF' et de présélection
7.1 Circuits de présélecteurs à transistor JFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 197
7.2 Circuits de présélecteurs à transistor MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . 201
204
7.3 Bruit dans les présélecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4 Préamplificateur HF à large bande pour la TBF, la BF et l'AM . . . . . . . . . 205
206
Préamplificateur HF push-pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
208
Description du circuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
212
Variations sur le thème . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.5 Préamplificateur HF à réaction. à large bande et
impédances d'entrée et de sortie de 50 s2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
214
7.6 Préamplificateur HF/FI à large bande ou accordé à MC1350P . . . . . . . . . 215
218
7.7 Préamplificateur TBF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
220
7.8 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8 Méthodes d'alignement des circuits HF'
8.1 Récepteurs AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Raccordement d'un générateur de signal . . . . . . . . . . . . . . . . .
Mesure d'un niveau de sortie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Procédure d'alignement de circuits AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.2 Récepteurs FM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Réglage de la partie stéréo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.3 Outillage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.4 Récepteurs d'ondes courtes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
221
. . 221
225
227
229
236
238
240
9 Interprétation des caractéristiques d'un récepteur radio
9.1 Récepteur radio hypothétique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
241
Changement de fréquence ou hétérodynage . . . . . . . . . . . . . . . . . 241
Étages d'entrée ou têtes HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
244
Amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) . . . . . . . . . . . . . . . . 244
244
Détecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
244
Amplificateurs basses fréquences . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9.2 Unités de mesure . . . . . . .
Amplitude du signal d'entrée
9.3 Bruit
.........................
.........................
245
245
dBm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
dBmV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
dBC1V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
246
246
246
.......................................
246
Exemple
......................................
Rapport signaIlbruit ( S B ) .
..........................
249
249
Facteur de bruit. indice de bruit. et température de bruit
. . . . . . . . . . 251
Facteur de bruit (Fb) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Indice de bruit (NF = noise figure) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Température de bruit (Te) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bruit dans les amplificateurs à plusieurs étages . . . . . . . . . . . . .
. . 253
Seuil de bruit du récepteur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9.4 Caractéristiques statiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Sensibilité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Sélectivité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
254
254
254
258
252
252
252
Bande passante des étages d'entrée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Réjection de la fréquence image . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Réjection de la première fréquence FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bande passante des étages FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Facteur de forme de la FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Réjection de la fréquence éloignée ou << ultime >> . . . . . . . . . . . . . . . . .
.
260
261
263
263
264
264
Stabilité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
264
Plage et seuil de la commande automatique de gain . . . . . . . . . . . . . 265
9.5 Caractéristiques dynamiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
266
267
Produits d'intermodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Point de compression à -1 dB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
269
Point d'intersection du troisième ordre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
269
9.6 Dynamique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
272
273
Blocage ou désensibilisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
275
Transmodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
275
Mélange réciproque . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9.7 Autres caractéristiques importantes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
277
Réjection coupe bande des signaux parasites à la FI . . . . . . . . . . . . . 277
278
Parasites internes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
278
9.8 Comment améliorer un récepteur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9.9 Références . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
279
10 Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
10.1 Types d'oscillateurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
281
10.2 Oscillateur à cristal pour Féquences comprises entre 1et 20 MHz . . . . . . . 283
10.3 Amplificateur-tamponpour la BF, la HF et la VHF . . . . . . . . . . . . . . . 286
10.4 Oscillateur à 455 kHz pour l'alignement des circuits de FI en AM . . . . . . . 287
10.5 Générateur de signaux pour l'AM et les ondes courtes . . . . . . . . . . . . . 289
Carnet d'adresses
Index
1 Introduction 6 l'électronique
des Hautes Fréquences
L'électronique des Hautes Fréquences (HF) ou des Radio Fréquences (RF) differe de
l'électronique traditionnelle parce que les fréquences qui entrent en jeu sont beaucoup plus
élevées, ce qui rend le fonctionnement de certains circuits plus difficile à comprendre. Les
capacités et les auto-inductions parasites, généralement négligées, influencent le
comportement des montages. Les capacités parasites sont des capacités qui existent entre
conducteurs du circuit, entre conducteurs et composants ou la masse et entre composants.
Les auto-inductions parasites sont constituées des coefficients d'auto-induction (calculables)
des fils qui relient les composants et des inductions parasites internes des composants,
comme par exemple le coefficient d'auto-induction parasite d'un condensateur bobiné par
construction. Ces paramètres ont généralement peu d'influence sur les circuits en continu et
en basses fréquences ; mais dès que la fréquence augmente, ils prennent une place de plus
en plus importante dans le fonctionnement des montages. Dans les étages d'entrée de (très)
vieux tuners TV en très hautes fréquences (VHF,de Very High Frequencies) et de récepteurs
de communication, les capacités parasites à elles seules suffisaient à accorder les circuits :
une bobine réglable devenait un circuit oscillant ajustable par résonance sur ses propres
capacités parasites !
Un autre élément qu'il ne faut pas négliger est l'effet pelliculaire ou << de peau >> ou skin
effect. L'expression << de peau >> rend bien compte du comportement du courant : en HF, le
courant circule à la périphérie des conducteurs, contrairement au continu où il se répartit
uniformément sur toute la section. Plus la fréquence augmente, plus l'effet de peau devient
important ;il en résulte une diminution de la zone effective de conduction et une augrnentation de la résistance apparente en alternatif des interconnexions.
Un problème supplémentaire surgit du fait qu'en HF les montages rayonnent très facilement : un circuit HF émet des signaux indésirables et ne demande bien souvent qu'à capter
les << parasites >> émis par ses voisins. Des effets de couplage vont ainsi apparaître entre
composants d'un même circuit, entre circuits adjacents, vers l'environnement et depuis
l'environnement. Voilà pourquoi des interférences et des phénomènes bizarres qui
n'apparaissent pas en continu ou qui sont négligeables en basses fréquences se rencontrent
fréquemment en hautes fréquences : ils laissent perplexe l'observateur non averti.
1. i Le spectre électromagnétique
Tout signal électrique alternatif rayonne : on dit qu'il émet une onde électromagnétique.
Cette onde fait partie d'un spectre qui ne contient pas seulement la HF, mais aussi la
lumière infrarouge, la lumière visible, les ultraviolets, les rayons X, les rayons gamma, et
ainsi de suite. Avant de vous intéresser aux circuits HF, jetez donc un coup d'œil au spectre
électromagnétique. (La propagation des ondes radio sera étudiée au cours du chapitre 11).
1 . Introduction 6 l’électroniquedes Hautes Fréquences
2
Le spectre électromagnétique (figure 1-1) est divisé en bandes pour des raisons de facilité et
d’identification. Le spectre s’étend depuis les plus basses fréquences jusqu’au-delà des
fréquences des rayons X et gamma. La gamme des Extrêmement Basses Fréquences (EBF
ou ELF, de ExtremeZy Low Frequencies) inclut la fréquence du secteur ainsi que d’autres
basses fréquences comprises entre 25 Hz et 100 Hz.
AM
ELF
VLF
LF
Micro-ondes
FM
(OM)
HF
(oc)
7
VHF
UHF
SHF
IR
EHF
1
100
10
100
1
Hz
kHz
kHz
MHz
3
MHz
30
MHz
300
1 CHz
MHz
(1000
30
GHz
Rayons
X
Lumière
visible
.
1
300
10’’
10“ 10’’ 10”
GHz
Hz
Hz
Hz
MHd
Hz
979012-1-1
Figure 1-1 : Le spectre électromagnétiquedepuis les ELF jusqu’aux rayons X.
Le domaine de la HF s’étend depuis moins de 100 kHz jusqu’à plus de 300 GHz.
La gamme des Très Basses Fréquences (TBF ou VLF, de Very Low Frequencies) commence
juste au-dessus des EBF, quoique la plupart de mes sources d’informations la définisse
comme recouvrant les fréquences de 10 Hz à 100 kHz. La marine américaine utilise la
partie inférieure de cette bande pour les liaisons radio avec ses sous-marins.
La bande des Basses Fréquences (BF ou LF, de Low Frequencies) - considérée du point de
vue du spectre électromagnétique ; à ne pas confondre avec les audiofréquences qui sont les
fréquences audibles par l’oreille humaine.- s’étend de 100 kHz à 1000 kHz ou 1 MHz. La
gamme des Moyennes Fréquences (MF, acronyme anglais identique MF issu de Medium
Frequencies) couvre les fréquences comprises entre 1 MHz et 3 MHz. La gamme des Ondes
Moyennes (OM) des émissions de radiodiffusion en modulation d’amplitude (AM) recouvre
partiellement la bande des BF et des MF, puisqu’elle s’étend de 510 à 1630 kHz. La gamme
des émissions de radiodiffusion en Ondes Longues (OL), quant à elle, est entièrement
incluse dans la bande des BF, puisqu’elle s’étend de 140 à 370 kHz.
La bande des Hautes Fréquences (HF, également issu de High Frequencies), aussi appelée
bande des Ondes Courtes (OC ou SW, de Short Waues), couvre les fréquences comprises
entre 3 et 30 MHz. La bandes des Très Hautes Fréquences (THF ou VHF, de Very High
Frequencies) commence à 30 MHz et continue jusqu’à 300 MHz. Elle inclut la bande de
radiodifksion en modulation de fréquence (FM), des émissions de services publics, la bande
aviation, des émetteurs de télévision et la bande des radioamateurs à 144 MHz. La bande
des Ultra Hautes Fréquences (UHF, également issu de Ultra High Frequencies) couvre les
fréquences comprises entre 300 et 900 MHz et reprend la plupart des services rencontrés en
VHF. La bande des micro-ondes débute au-dessus de la bande UHF à - selon les auteurs 900 ou 1000 MHz (1 GHz).
Une question peut venir à l’esprit : les micro-ondes different-elles vraiment des autres
ondes électromagnétiques ? La réponse est oui ; la différence existe réellement : les microondes constituent en effet un chapitre distinct dans l’étude des ondes électromagnétiques.
Pourquoi ? Parce qu’à ces fréquences, la longueur d’onde du signal atteint le même ordre de
grandeur que la longueur physique du composant ! Les composants se comportent d’une
3
1.2 Unités et constantes physiques
manière qui est à nouveau différente de celle rencontrée dans les domaines de la HF. Ainsi,
un simple résisteur de 0,5 W à film métallique devient-il un réseau RLC complexe, avec
auto-induction et capacité distribuées, et une valeur de R curieusement différente de la
valeur en continu. La plus petite des valeurs distribuées peut avoir une influence énorme
sur le fonctionnement du circuit, bien qu’elle puisse être considérée comme négligeable dans
les domaines de la HF.
1.2 Unités et constantes physiques
En concordance avec les normes utilisées dans les ouvrages techniques et scientifiques,
toutes les unités employées dans ce livre sont tirées du système CGS (centimètre - gramme
- seconde) ou du système MKS (mètre - kilo - seconde), sauf mention contraire. Les dénominations, facteurs de multiplication et symboles utilisés dans le système métrique sont repris
dans le tableau 1-1. Le tableau 1-2 regroupe les principales unités physiques. Le
tableau 1-3 fournit la liste des constantes physiques utilisées dans cet ouvrage. Le
tableau 1-4donne quelques facteurs de conversion.
Tableau 1-1 :
Préfixes du système métrique
Pr6fixe
I
1
I
téra
Multiplicateur
10l2
Symbole
T
giga
méga
10 9
1o6
G
M
kilo
hecto
déca
déci
103
1O-’
k
h
da
d
centi
milli
1O-*
10-3
m
micro
nano
1o4
10-9
P
n
pic0
femto
10-l2
atto
10-l8
P
f
a
1o2
10
10-15
C
I
1
1
1. Introduction à l'électronique des Hautes Fréquences
4
Tableau 1-2 : Unités de mesure
Grandeur
capacité
charge électrique
r conductivité
résistivité
courant
1
1
1
1
Unit6
farad
coulomb
siemens
ohms/mètre
ampère
1
S
Wm
A
énergie
joule
watt-sec
j
ws
champ électrique
volts/mètre
V/m
flux d'induction magnétique weber (voltheconde)
Wb
fréquence
hertz
Hz
inductance
henry
H
longueur
mètre
m
masse
gramme
g
puissance
watt
W
résistance
ohm
temps
seconde
température
kelvin
S
degré centigrade
K
"C
"C
vitesse
mètre/seconde
m/S
tension
volt
degré Celsius"
1
Symboie
F
C
V
Tableau 1-3 : Constantes physiques
Constante
constante de Bolzmann"
charge électrique (e-)
électron (volt)
électron (masse)
perméabilité du vide
permittivité du vide
constante de Planck"
vitesse de la lumière
Pi (Z)
Valeur
I ,38x I 0-23J/K
I ,6x 10-19c
I ,6x 10-19J
9,12x IO"' kg
4 x n x 10-7H/m
1 / (36x 7c x IO9)F/m
6,626x 10-34Js
2,99792458x 1 O* m/s
3,141592638
Symbole
K
q
eV
m
w
Eo
h
C
7c
5
1.3 Longueur d’onde et fréquence
I
1
Tableau 1-4 : Facteurs de conversion
1 pouce
_______
=25,4 mm
____~
1 pied
= 12 pouces ou 30,48 cm
1 yard
= 3 pieds ou 91,44 cm
1 mile anglais
= 5 280 pieds ou 1 760 yards
1 mile terrestre
= 5 280 pieds ou 1 609 m
1 mille marin
= 1 mille nautique ou 1 nautique
1 nautique
= 6 076 pieds ou 1 852 m
1 nœud
= 1 nautique/heure ou 0,5144
m/s
1 mil
= 0,001 pouce ou 2,54 x
m
~
1 kg
= 2,2 livres
1 neper
= 8,282 dB
1 gauss
= 10 O00 teslas
Note : les navigateurs utilisent parfois l’équivalence de
1 nautique = 6 O00 pieds pour la facilité des calculs. Le mille
nautique vaut la longueur d’un arc de 1 minute de la circonférence
terrestre à l’équateur ; il a été fixé à 1 852 m par convention.
1.3 Longueur d’onde et fréquence
Dans un rayonnement radioélectrique, la vitesse de propagation, la fréquence et la longueur
d’onde sont liées par la relation qui dit que le produit de la fréquence par la longueur d’onde
h (lire << lambda V ) est égal à la vitesse de propagation. Pour les micro-ondes, cette relation
s’écrit sous la forme :
(1-1)
hFIJE=c
où :
h est la longueur d’onde, exprimée en mètres (m),
F est la fréquence,exprimée en hertz (Hz),
E est la constante diélectrique du milieu de ropagation, et où
c représente la vitesse de la lumière (3 x 10spm/s).
La constante diélectrique E (lire << epsilon n) est une propriété du milieu dans lequel l’onde se
propage. La valeur de E est définie égale à 1pour le vide parfait et est très proche de 1pour l’air
sec (précisément égale à 1,0008). Dans la plupart des calculs, E sera toujours choisi égal à 1.
Cependant, lorsque le milieu est différent du vide ou de l’air, il faut tenir compte de E dans la
formule : si le milieu est du téflon, par exemple, la valeur de E pourra être comprise entre 2 et 11,
selon la qualité du matériau. Dans un milieu différent du vide ou de l’air, la vitesse de propagation est toujours plus faible que la vitesse de la lumière ;le rapport entre ces deux vitesses
s’appelle le coefficient de vélocité, est toujours inférieur à 1et est désigné par la lettre grecque II
(lire c nu H).
6
1. Introduction a l'électronique des Hautes Fréquences
L'équation 1-1est plus souvent utilisée sous l'une des formes représentées par les formules
1-2 et 1-3:
F=-
(1 -3)
C
h G
Tous les termes sont définis comme dans 1-1.
1.4 Définition des bandes de fréquences en micro-ondes
Au cours de la Seconde Guerre Mondiale, les militaires américains commencèrent à utiliser
les micro-ondes dans les radars et dans d'autres applications. Pour des raisons évidentes de
sécurité, des lettres de l'alphabet furent utilisées pour désigner chaque bande du domaine
de micro-ondes utilisables à l'époque. Cette méthode de désignation par des lettres est
devenue une habitude : elle est toujours utilisée dans l'industrie et par l'armée. Malheureusement, les risques de confusion ne manquent pas, parce que trois systèmes d'identification
au moins coexistent actuellement : militaire, avant 1970 (tableau 1-5) ; militaire, après
1970 (tableau 1-6) ; et standard industrieMEEE (tableau 1-7). La mêlée n'est pas près de
se dégager : les industries militaires et l'industrie de la défense américaine utilisent simultanément les dénominations antérieures et postérieures à 1970, pendant que l'industrie
civile utilise régulièrement les dénominations militaires plutôt que les normes IEEE. Et le
vieux code militaire (tableau 1-5)persiste par la force de l'habitude.. .
Tableau 1-5 :Bandes de fréquences en micro-ondes
Ancien code militaire américain (1945 1970)
-
Appellation Banda de fréquences
I
P
225 - 390 MHz
I
I
L
390 - 1 550 MHz
I
S
C
X
K
1 550 - 3 900 MHz
3 900 - 6 200 MHz
6,2 - 10,9 GHz
I
I
Q
V
36 - 46 GHz
I
w
I
I
1
I
10,9 - 36 GHz
46 - 56 GHz
56 - 100 GHz
I
I
I
7
1.4 Définition des bandes de fréquences en micro-ondes
I
I
Tableau 1-6 : Bandes de fréquences en micro-ondes
Nouveau code militaire américain (après 1970)
.
I
1
I
Appellation
Bande de fréquences
A
100 - 250 MHz
B
C
D
250 - 500 MHz
500 - 1 O00 MHz
1 -2GHz
E
F
G
H
I
J
2- 3 GHz
K
L
20 - 40 GHz
M
60 - 100 GHz
3-4GHz
4-6GHz
6-8GHz
8 - 10 GHz
10 - 20 GHz
40 - 60 GHz
Tableau 1-7 : Bandes de fréquences en
micro-ondes selon les normes industriellesAEEE
Appellation
Bande de fréquences
I
HF
I
I
1
I
VHF
30 - 300 MHz
UHF
300 - 1 O00 MHz
3 - 30 MHz
2-4GHz
I
L
S
C
I
x
8 -12 GHz
Ku
12 - 18 GHz
K
18 - 27 GHz
Ka
millimétrique
submillimétrique
27 - 40 GHz
I
I
1
1 -2GHz
4-8GHz
40 - 300 GHz
> 300 GHz
I
1
1
1 . Introduction a I’electronique des Hautes Fréquences
8
1.5 Effet pelliculaire
Trois phénomènes permettent d’expliquer le dysfonctionnement des composants physiques en hautes fréquences. Commençons par le domaine le plus critique. En micro-ondes,
les dimensions des composants et des connexions sont comparables à la longueur d’onde du
signal ; tout le circuit est truffé de capacités et d’auto-inductions distribuées qui sont autant
de composants cachés n’apparaissant pas sur le schéma. En UHF et - dans une proportion
de moins en moins sensible - en VHF et en HF, les composants et les connexions présentent
entre eux des effets de couplage, d’inductions et de capacités parasites qui n’apparaissent
pas davantage sur les schémas mais perturbent néanmoins le fonctionnement des circuits.
Un troisième larron vient mettre son grain de sable dans la mécanique : l’effet pelliculaire
ou skin effect. Alors que le courant continu se répartit uniformément sur toute la section
d’un conducteur’ le courant alternatif a tendance à ne circuler qu’à la surface du conducteur.
Cet effet, également dit << de peau »,est d’autant plus important que la fréquence est élevée
et que le matériau est bon conducteur autant de l’électricité que des champs magnétiques.
La densité de courant chute exponentiellement depuis la surface vers le centre du conducne vaut
teur (figure 1-2). La profondeur à laquelle la densité de courant 6 (lire << delta >>)
plus que l / e = 1/2,718= 0,368 fois la densité de courant à la surface est appelée
<(
>)
profondeur critique ou profondeur de pénétration.
l
lh
\
9790 12- 1-2
Figure 1-2 : Dans les circuits de courants
alternatifs, le flux d’électrons se concentre à la
périphérie des conducteurs. Ce phénomène
s’intensifie au fur et à mesure que la fréquence
croît ; il faut absolument en tenir compte en très
hautes fréquences.
L‘équation 1-4 permet de calculer la profondeur de pénétration dans un matériau donné :
ô est la profondeur critique, exprimée en mètres (m),
F est la fréquence, exprimée en hertz (Hz),
O (lire << sigma >>)
est la conductivité, exprimée en mhos/m ou en siemens (S),
p (lire M mu D)est la perméabilité du matériau, exprimée en henry/m (H/m).
1.7 Composants HF, disposition et construction
9
1.6 Adaptation d'impédance dans les circuits HF
Dans les circuits de basses fréquences, la plupart des amplificateurs sont des amplificateurs
de tension (y compris l'ampli de puissance >' de la chaîne hi-fi).Dans ce type de montage,
seul le transfert d'un maximum de tension est recherché ;il s'obtient lorsque l'impédance de
charge est beaucoup plus grande que l'impédance de source. Imaginons qu'un capteur (une
source de signal) ait une impédance de source de par exemple 25 R et qu'il soit relié à un
amplificateur. Le circuit fonctionnera correctement lorsque l'impédance d'entrée sera beaucoup plus grande que 25 R (par beaucoup plus grande », on entend généralement un
rapport de 10 fois bien que dans certaines circonstances un rapport de 100 fois voire
davantage soit nécessaire ; c'est notamment le cas des amplis hi-fi que nous venons
d'évoquer). Dans notre cas, la condition la plus astreignante sera satisfaite avec une
impédance d'entrée supérieure à 2 500 R, valeur facilement atteinte par l'impédance
d'entrée de la plupart des amplificateurs de tension.
((
((
Les circuits HF sont quelque peu différents. Ici, les amplificateurs sont généralement
définis en termes de puissance, même lorsque celle-ci est très faible. Dans la plupart des
cas, un système de circuits HF possédera une impédance bien définie (50, 75, 300 et 600 R
sont des valeurs courantes ;50 R peut être considéré comme universel), et tous les éléments
du système seront supposés posséder la même impédance. À l'opposé du modèle de
l'amplificateur BF qui possède une forte impédance d'entrée et une faible impédance de
sortie, le circuit HF typique présente quant à lui des impédances d'entrée et de sortie
identiques.
Une désadaptation des impédances ne peut amener que des difficultés, sans parler des
pertes de signal. Lorsque le but recherché est le transfert du maximum de puissance, il n'y
a qu'une solution : il faut absolument que l'impédance de charge soit égale à l'impédance de
source. Voilà pourquoi les circuits HF sont souvent munis de transformateurs d'impédance :
pour atteindre cet objectif à chaque niveau d'interconnexion.
1.7 Composants HF, disposition et construction
Les composants dans les circuits pour hautes fréquences ne sont pas disposés de la même
façon que dans les autres montages : ici, il faut pouvoir maîtriser ou annuler les effets des
capacités et des auto-inductions parasites qui peuvent représenter une part significative
des paramètres d'un circuit. Imaginez par exemple un circuit accordé constitué d'une bobine
de 1pH et d'un condensateur de 100 pF. Au moyen d'une équation que vous découvrirez
dans un prochain chapitre, il est facile de calculer que la fréquence de résonance de ce
circuit sera de 15,915 MHz. Mais supposez que le circuit soit mal câblé, et soit affecté d'une
capacité parasite de 25 pF. Cette capacité pourrait provenir de l'interaction entre les fils du
condensateur, de la bobine et la masse ou de la proximité d'autres composants du circuit. De
plus, la capacité d'entrée d'un transistor ou d'un amplificateur en circuit intégré (IC ou CI)
peut également contribuer à la capacité parasite totale d'un montage : un circuit intégré
largement utilisé en HF ne présente pas moins de 7 pF de capacité d'entrée ! Que se
passe-t-il alors avec ces 25 pF supplémentaires sur notre circuit oscillant ? La capacité
10
1. Introduction 6 l'électronique des Hautes Fréquences
totale (réelle !) passe à 125 pF ; la même formule nous apprend que la fréquence de
résonance n'est plus que de 14,235 MHz. Nous voilà loin de la valeur prévue par le calcul
initial...
Une situation similaire peut se reproduire par les auto-inductions parasites. Tous les
conducteurs présentent un coefficient d'auto-induction. Dans les circuits basses fréquences
et jusqu'à la limite inférieure de la bande HF, cette auto-induction est généralement
suffisamment faible pour ne pas créer d'ennuis ; mais lorsque la fréquence passe dans la
partie supérieure du spectre HF puis en VHF,cette auto-induction peut devenir terriblement gênante. Selon sa situation, elle peut constituer une part significative des paramètres
d'un filtre ou d'un réseau accordé.
L'aspect des pistes d'un circuit imprimé est prépondérant en hautes fréquences car il
permet de réduire les capacités et les inductions parasites. Une première tactique consiste à
utiliser un circuit imprimé à pistes larges au lieu de fils pour les interconnexions. J'ai vu des
circuits, pourtant soigneusement câblés par du fil << wire-wrup >> n ~ 2 8isolé au Kovar, se
comporter d'abord de façon bizarre puis tout à fait honorablement après avoir été remontés
sur circuit imprimé à larges pistes. Pourquoi ? Les pistes larges sont des conducteurs à
section rectangulaire très mince qui possèdent un très faible coefficient d'auto-induction ;la
faible épaisseur réduit l'effet pelliculaire puisqu'elle force le courant à circuler dans toute la
section du conducteur : les inductances parasites et l'accroissement de la résistance en
HF des connexions disparaissent presque complètement, et les circuits fonctionnent
correctement.
979012-1-3
Figure 1-3 : Aspect typique d'un
circuit imprimé destiné à un
montage pour la HF.
La figure 1-3 montre un exemple de circuit imprimé pour amplificateur HF simple. Les
points à observer : pistes larges et distances courtes entre tronçons de pistes destinées aux
broches d'un même composant.
Une seconde tactique, destinée à réduire l'influence des capacités parasites, n'est pas visible
sur la figure 1-3 : l'autre côté du circuit imprimé, le côté << composants »,est constitué d'une
feuille de cuivre percée d'orifices dégagés du cuivre qui les entoure pour permettre le
passage des fils des composants (le circuit imprimé brut était une plaque d'époxy << doubleface .). Cette surface de cuivre, appelée plan de masse, permet de combattre le mal par le
mal : plutôt que d'être en présence de capacités parasites ponctuelles et aléatoires, chaque
composant ou tronçon de piste possède une capacité parasite stable et même, dans le cas des
pistes, calculable !
Le montage sur circuit imprimé permet aussi d'améliorer la reproductibilité des circuits,
puisque tous les composants sont figés dans la même position.
1.7 Composants HF, disposition et construction
11
Platines de montage
Pour obtenir les meilleurs résultats possibles, les circuits de hautes fréquences doivent être
assemblés sur des circuits imprimés dessinés en tenant compte des deux principaux critères
HF : pistes larges et plan de masse. Ce n'est malheureusement pas toujours réalisable. En
réalité, pour la plupart des amateurs ou des étudiants qui ne possèdent pas de matériel de
gravure et veulent essayer un montage trouvé dans une revue ou dans un livre, la seule
possibilité reste d'acheter le circuit fabriqué par l'éditeur - quand il en propose un. Ce
paragraphe vient à leur secours : il décrit la manière d'utiliser les platines
d'expérimentation dans l'optique précise de la réalisation de circuits spécifiques à la HF.
La figure 1-4 illustre l'emploi de platines perforées. On en trouve de toutes les tailles dans
les commerces de composants électroniques, complètement nues, avec pastilles de cuivre
sur une ou deux faces, avec bandes ou tronçons de bandes de cuivre sur l'une des faces, avec
trame de cuivre adaptée au montage de circuits logiques ou numériques, etc. La majorité
des plaques comporte des trous de 1 mm espacés de 0,l pouce ; d'autres diamètres et
écartements sont également disponibles.
Figure 1-4 : Disposition de composants sur une platine d'assemblage.
Sur cette reproduction, les composants ont été assemblés sur l'une des faces d'une plaque
nue. Le câblage a été réalisé << point à point >> sur l'autre face, à l'aide des fils de connexion
des composants. Cela ne représente pas la meilleure solution pour des circuits de hautes
fréquences, mais reste acceptable pour les fréquences de la HF et du début de la VHF, à
condition que les liaisons soient les plus courtes possible.
Examinez la position des bobines blindées sur la figure 1-4.Ce sont des bobines ajustables
par un petit trou situé au sommet du capot. L'écartement normal des broches de ce genre de
support pour bobine ne correspond pas au pas de 0,l pouce de la plaque perforée. Mais si la
bobine est tournée de 45", les broches pénètrent dans les trous, en diagonale. Vous pouvez
connecter les ergots de mise à la masse du capot de deux manières différentes : soit plier les
ergots à 90" vers l'extérieur du boîtier afin qu'ils reposent sur la plaque de montage. Des
12
1. Introduction a l’électronique des Hautes Fréquences
petits bouts de fils préalablement soudés aux ergots puis passés à travers les trous les plus
proches permettent alors d’atteindre un point de masse de l’autre côté de la plaque. Soit,
marquer puis forer deux trous de 1,6mm aux endroits nécessaires au passage des ergots de
l’autre côté de la platine, puis souder ceux-ci à la masse comme les extrémités des autres
composants.
La figure 1-5montre une autre variante de montage sur platine d’expérimentation. Pour ce
circuit, une feuille de cuivre munie d’une face adhésive a tout d’abord été collée sur une
partie de la plaque afin de constituer un plan de masse. Il faudra ensuite veiller à éliminer
le cuivre aux endroits de passage prévus pour les fils des composants qui seront montés au
dessus de la surface de cuivre, les liaisons étant établies par le dessous de la plaque, comme
pour le reste du circuit. Cette solution de compromis entre plaque perforée et circuit
imprimé double face peut stabiliser le fonctionnement de circuits fabrication-maison >>
pour les gammes de la HF et de la basse VHF lorsque, par le plus grand des hasards ( ? 1, le
premier câblage d’un circuit d’ampli sans plan de masse aboutit à un oscillateur à fréquence
vagabonde, ou lorsqu’un oscillateur.. . ne veut tout simplement pas osciller !
((
979012-1-5
*’
&’
979012-1-6
Figure 1-5 : Plaque perforée
munie d’un plan de masse.
Figure 1-6 : Utilisation d’écrans sur
une plaque perforée.
Le projet de circuit HF sur plaque perforée de la figure 1-6est un circuit de déplacement de
fréquence. Il utilise deux fréquences (F1et F2)obtenues à partir d’oscillateurs à fréquence
variable commandés en tension (VFO, de Variable Frequency Oscillator) et les mélange
dans un mélangeur symétrique double (DBM, de Double Balanced Mixer). Un filtre
13
1.7 Composants HF, disposition et construction
passe-bas, constitué des bobines toroïdales visibles sur la figure 1-6, permet d’extraire la
fréquence de différence F2 - F1. Il est important d’isoler entre elles, eu égard à leur
rayonnement électromagnétique,les trois sections oscl, osc2 et filtre passe-bas. Cet objectif
est atteint en cloisonnant les différentes parties du montage par des éléments de blindage
réalisés en feuilles de laiton de 20 à 25 mm de haut. Pour parfaire le tout, l’écran de
blindage le plus proche a été soudé au boîtier métallique du mélangeur (au centre de la
figure 1-6).
n
979012-17
Figure 1-7 :
Circuit de VFO assemblé sur une plaque perforée.
La figure 1-7 représente un petit oscillateur à fréquence variable (VFO) accordé par un
condensateur variable à air. Ce condensateur est un modèle du genre radiodiffusion »,
variable entre 30 et 365 pF. J’ai construit ce circuit pour en faire l’oscillateur local d’un
projet de récepteur de haut de gamme pour la bande de radiodifksion AM. La bobine
blindée à noyau réglable permet, en association avec le condensateur variable, de régler la
fréquence de l’oscillateur local entre 965 et 2055 kHz. La plaquette retenue pour ce montage est du modèle à trous pastillés, aux normes standardisées de 1mm/O,1 pouce. Elle est
fixée sur le châssis par quatre boulons de 4 rmn avec rondelles ; elle est maintenue à
distance de la tôle par des entretoises de 3 mm en nylon.
(<
Châssis et boîtiers
Il est souvent sage de monter les circuits HF dans des boîtiers métalliques blindés, chaque
fois que la chose est possible. Cette manière de travailler met le circuit à l’abri de dysfonctionnements provoqués par des interférences d’origine externe et permet également
d’empêcher le montage de rayonner et de perturber à son tour les autres éléments du
système auquel il appartient. La figure 1-8présente deux vues d’uncircuit HF installé dans
un boîtier en aluminium ; la figure 1-8Amontre le boîtier fermé tandis que la figure 1-8B en
montre l’intérieur. Le couvercle de ces boîtiers possède des rebords qui recouvrent la partie
inférieure lorsque l’ensemble est fermé ; ce recouvrement est très important pour la
suppression correcte des interférences, aussi bien entrantes que sortantes. Évitez ces
boîtiers bon marché, pourvus d’un simple couvercle en U qui se fixe par emboîtement d’une
paire de tétons dans des fossettes sur deux côtés opposés et laisse un interstice sur les deux
autres.
Les connexions d’entrée et de sortie de signal du circuit de la figure 1-8 sont réalisées au
moyen de connecteurs coaxiaux SO-239 << U” ». De tels connecteurs sont couramment
utilisés pour les raccordements d’antekes des récepteurs de radio en ondes courtes. Il est
14
1. introductiona l’électroniquedes Hautes Fréquences
A. Boîtier fermé montrant les fils d’alimentation B. Boîtier ouvert avec circuit écarté du fond par
en continu soudés à des condensateurs de
des entretoises en nylon.
passage.
Figure 1-8 : Assemblage de boîtier blindé en HF.
également possible d’utiliser d’autres connecteurs coaxiaux : du type << BNC »,ou des fiches
<< tulipe >> RCA également appelées << Cinch ». À vous de choisir le modèle de connecteur le
plus approprié à votre application.
Boiliers blindes pour lu HF
Il y a plus de vingt ans, je répugnais à entreprendre des petits montages HF pour la bande
des 40 mètres : c’était trop difficile ! Puis je m’y suis essayé. Petit à petit, la confiance
naissant, j’ai appris quelques trucs à propos du câblage, des écrans, de la disposition des
composants. J’ai fini par me rendre compte qu’il suffisait de suivre quelques règles simples
pour que tout fonctionne correctement, (presqu’)aussifacilement en HF qu’en BF.
Un problème est resté fort embarrassant (pour ne pas dire un vrai casse-tête), toutefois : le
blindage. Blinder or not blinder, there remains the question ... Je pouvais découvrir toutes
sortes de ficelles à propos de la disposition des composants et de la mise à la masse, le
blindage nécessitait souvent un boîtier plus efficace que ceux dont je disposais. Voici
finalement le résultat de mes essais et cogitations. La plupart des boîtiers bon marché en
aluminium disponibles dans les magasins de bricolage sont valables depuis le continu
jusqu’à la bande de radiodiffiision AM, mais les problèmes surgissent à la queue leu leu dès
que la fréquence grimpe en HF puis en VHF. Ce que vous croyiez avoir blindé ne l’est pas. Si
vous avez lu quelques-uns des articles que j’ai publiés au fil du temps, vous aurez remarqué
que j’ai fini par recommander aux constructeurs de circuits HF de toujours utiliser des
boîtiers en aluminium qui se ferment par emboîtement (comme une boîte à chaussures),
avec recouvrements de couvercle sur boîtier au moins égaux à 6 mm. La plupart des boîtiers
disponibles sur le marché du bricolage ne conviennent tout simplement pas à la HF.
1.7 Composants HF, disposition et construction
15
La société SESCOM (*>,par exemple, produit une ligne de coffrets, des tiroirs 19 pouces,
des armoires pour montage de tiroirs et des boîtiers blindés pour la HF. Leur catalogue,
Constructor’s Hardware for the go’s, contient une foule d’articles intéressants pour les
amateurs de constructions électroniques en général et de radio en particulier. J’ai été tout
particulièrement attiré par leurs séries de boîtiers blindés pour la HF. Pourquoi ? Parce
qu’il semble bien que la construction de circuits radio ait été mon occupation principale au
cours des dix dernières années !
La figure 1-9 représente l’un des boîtiers blindés en acier pour la HF fournis par SESCOM.
Remarquez l’utilisation d’un système de griffes pour obtenir une fermeture par emboîtement et donc une excellente étanchéité à la haute fréquence de l’ensemble
corps/couvercle. Le boîtier est fourni avec quelques tôles supplémentaires qui permettent
de le diviser en plusieurs compartiments ; le corps du boîtier possède déjà les encoches
nécessaires au placement de ces cloisons, qui peuvent ensuite être soudées pour assurer un
meilleur blindage ainsi qu’une meilleure stabilité du coffret ainsi réalisé.
979012-1-9
Figure 1-9 : Boîtier blindé pour circuit HF, de qualité supérieure par son matériau (acier) et par
son couvercle à emboîtement (fermeture par griffes). (SESCOM)
16
1. Introductiona l’électroniquedes Hautes Fréquences
Au premier abord, ces boîtiers ne m’intéressaient pas tellement, parce qu’ils étaient fabriqués en acier étamé à chaud plutôt qu’en aluminium. La galvanisation facilite le soudage,
mais l’acier est plus difficile à forer que l’aluminium. Finalement, j’ai constaté qu’en
utilisant des forets de bonne qualité (en acier rapide, portant la mention HSS, de High
Speed SteeZ),il n’était pas plus difficile de percer des trous dans le boîtier reçu de SESCOM
que dans un autre boîtier en aluminium. Évidemment, si vous utilisez de vieux forets,
émoussés, en acier ordinaire, et que vous poussez sur la foreuse comme l’État pousse la
fiscalité, vous n’obtiendrez pas de bons résultats. La bonne truelle fait le bon maçon ! En
choisissant des forets de bonne qualité, bien affûtés, et en travaillant selon les règles du
parfait faiseur de trous, il n’y a vraiment pas de problèmes.
Ces boîtiers sont disponibles en 11formats différents : les dimensions de la base évoluent
depuis 2,l” x 1,9”jusqu’à un maximum de 6,4” x 2,7”, avec des hauteurs de 0,63”, l,O” et
l,l”. Les prix (aux États-Unis) sont comparables aux prix des boîtiers en aluminium de la
meilleure qualité mécanique, qui n’assurent pourtant pas un blindage aussi efficace de la
haute fréquence.
N. d. T : Revenez quelques pages en arrière et relisez la formule de l’effet pelliculaire.
Elle est aussi valable pour la profondeur de pénétration d’un rayonnement électromagnétique dans un matériau conducteur (dans le cas qui nous occupe, les parasites). Le coefficient p de l’aluminium est voisin de 1 ;celui de l’acier vaut 120 (celui
du fer doux atteint 16 000). Concluez : l’aluminium est beaucoup plus << transparent >>
à la HF que l’aaer ;il ne protège pas des champs magnétiques indésirables de hautes
fréquences...
SESCOM fournit également des condensateurs de passage qui peuvent être utilisés pour
amener les tensions continues à l’intérieur du coffret aussi bien que les tensions de
commande ou les signaux de basses fréquences, entrant et sortant du montage. Deux
modèles sont disponibles : le FTS 1 est un modèle à souder de 1000 pF isolé à 50 Vcc ; le
FTSI 1est à visser et possède les mêmes caractéristiques que le FTS 1.
Figure 1-10 :
Présélecteur AM alimenté par piles.
1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou coax
(<
17
>)
La réalisation représentée par la figure 1-10 est un petit présélecteur pour la bande de
radiodiffision AM. Il amplifie les signaux faibles et atténue les interférences provoquées
par les stations voisines. Le panneau avant supporte le condensateur de syntonisation
muni d’un bouton facilitant le repérage. Un interrupteur marchdarrêt s’y trouve également
monté ; il permet l’alimentation du montage à partir d‘un compartiment pour piles fixé au
fond du châssis en aluminium. La bobine associée au condensateur est fixée à travers la
plaque perforée sur laquelle sont assemblés les autres composants du circuit ; cette plaque
est elle-même fixée à l’arrière du boîtier. De cette manière, le noyau de réglage de la bobine
reste accessible sans qu’il soit nécessaire d’enlever le couvercle, par un orifice percé à
l’arrière du présélecteur.
Figure 1-11 : Châssis de récepteur
utilisé comme banc d’essai de
différentes versions d’un même
circuit de base.
La réalisation de la figure 1-11est un châssis que j’ai conçu dans un but bien précis :
disposer d’un banc d’essai pour mesures comparatives de différents circuits de récepteurs à
conversion directe. Les circuits imprimés sont construits sous la forme de modules facilement interchangeables pour la comparaison de différentes versions d‘un même circuit de
base ou de différents circuits remplissant la même fonction.
1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou coax
((
))
La ligne de transmission en câble coaxial est probablement le moyen de connexion le plus
utilisé dans les domaines des ondes courtes, de la VHF et de I’UHE Le t< coax >> consiste en
deux conducteurs concentriques séparés par un diélectrique ; ce câble est dit << coaxial ’>
parce que les deux conducteurs possèdent le même axe central (figure 1-12).
Le conducteur central peut être un conducteur monobrin ou multibrins ; le conducteur
extérieur assure le retour du courant et joue le rôle d’un écran. Dans les câbles coaxiaux
utilisés pour la réception, l’écran est réalisé au moyen de fils très h s ou de conducteurs
plats tressés, bien qu’il existe certains câbles coaxiaux dont le conducteur extérieur est
réalisé sous forme de torons multiples. Le câble coaxial utilisé pour la réception des signaux
18
1. Introduction 6 I’electroniquedes Hautes Fréquences
de télévision possède une impédance caractéristique de 75 R ;le conducteur extérieur y est
réalisé au moyen d’un film métallique. Ce type de conducteur extérieur permet d’obtenir un
câble à faibles pertes dans une large gamme de fréquences ; il est cependant rarement
utilisé en dehors des applications du domaine de la télévision. Cette limitation provient du
matériau utilisé pour le feuillard de masse du câble : celui-ci est en effet en aluminium, qu’il
est impossible de souder aux connecteurs utilisés dans les domaines de la HF et de la
VHFNHF. Les connecteurs coaxiaux utilisés en télévision sont généralement des modèles
du type F, à deux demi-coquilles qui enserrent la tresse de masse du câble. Ils ne sont de
toute façon pas assez fiables pour une autre utilisation.
Conducteur extérieur
(blindage)
Isolant extérieur
(gaine)
Conducteur
Isolant intérieur
(diélectrique)
979012-1-12
Figure 1-12 : Écorché d’un câble coaxial.
L’isolant qui sépare les deux conducteurs (le diélectrique) peut être constitué de divers
matériaux : du polyéthylène, du polyfoam ou encore du téflon, ce dernier étant principalement utilisé pour la transmission des ultra hautes fréquences et des micro-ondes. Le
coefficient de vélocité II du câble coaxial dépend du diélectrique utilisé. Les valeurs de YI
correspondantes aux diélectriques les plus courants sont reprises dans le tableau 1-8.
Tableau 1-8 :Influence du diélectrique
sur la vitesse de propagation
t
Diélectrique
Coefficient de vélocfté
polyéthylène
polyfoam
téflon
0,66
0,80
0,70
Le câble coaxial est disponible sous diverses impédances, échelonnées entre 35 et 125 R,
mais la majorité des câbles utilisés possèdent des impédances de 52 ou de 75 R. Le
tableau 1-9 donne les caractéristiques des câbles régulièrement utilisés par les
constructeurs d’antennes de réception.
19
1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou << coax bb
I
Tableau 1-9 :Types de câbles coaxiaux
Appellation
I
RG-8/U OU RG-8/AU
RG-58/U OU RG-58/AU
RG-l74/U OU RG-l74/AU
m
1
Impédance
caractéristique
52 R
52 R
52 R
u RG-1I/AU
RG-59/U ou RG-59/AU
I
Aspect
grand diamètre
petit diamètre
1
câble miniature
75 R
grand diamètre
1
75 R
petit diamètre
I
Les câbles de grand diamètre présentent certes un facteur de pertes légèrement plus faible
que celui de leurs homologues de diamètre inférieur, mais leur principal avantage réside
dans leur capacité à transmettre une puissance élevée, sans parler de leur meilleure
résistance aux contraintes mécaniques. Leur utilisation est donc recommandée dans les
stations d'émissions mais tout à fait inutile chez les radioamateurs qui ne disposent que
d'une licence d'écoute. Leur emploi peut se justifier en réception lorsque l'antenne se trouve
à grande distance (plus de 30 mètres), lorsque l'accumulation de pertes risque d'amoindrir
le signal reçu ; dans la plupart des cas, on préférera utiliser du câble de petit diamètre
(RG-58AJ ou RG-59/U), beaucoup plus facile à manipuler. Le câble miniature du type
RG-174 est parfois utilisé pour les antennes de réception, mais on l'emploie davantage pour
les liaisons entre sous-ensembles d'un même équipement (entre récepteur, présélecteur ou
circuit de syntonisation d'antenne ou M U , de Antenna ïhning Unit), entre circuits
imprimés, dans la fabrication de circuits << baluns >> - nous en parlerons ultérieurement,
dans les appareils de mesure et dans la construction de déphaseurs ou de circuits de retard
de courte durée à très large bande passante.
Montage de connecteurs coaxiaux
Le montage d'un connecteur pour câble coaxial est souvent synonyme de mystère pour le
nouveau venu dans le monde de la radio. Comment diable assemble-t-on ce machin-là ? Ce
n'est pourtant pas bien compliqué ; les quelques lignes qui suivent vont vous dévoiler tous
les secrets de ce qui ne sera bientôt plus pour vous qu'une simple opération de routine.
Ces connecteurs sont utilisés pour assurer la liaison électrique et mécanique entre une ligne
de transmission par câble coaxial et un récepteur, une antenne, un présélecteur ou tout
autre équipement placé sur le trajet d'un signal de haute fréquence. Il existe deux types de
connecteurs coaxiaux, représentés par la figure 1-13 ; la fiche banane et la pince crocodile
permettent de juger de la taille des différents éléments de cette figure. Le plus gros
connecteur est un connecteur du type PL-259 utilisable jusqu'en UHF ; c'est probablement
le connecteur le plus utilisé pour les émetteurs et les récepteurs en ondes courtes et
ultracourtes. C'est un connecteur mâle ; le connecteur coaxial femelle correspondant est dit
du type SO-239.
Le plus petit connecteur de la figure 1-13 est du type BNC. Il est surtout utilisé pour les
appareils de mesure, mais on le rencontre également dans les équipements de réception de
radio, en particulier dans les modèles portatifs.
20
1. Introduction6 l’électroniquedes Hautes Fréquences
Figure 1-13 : Différents modèles de
connecteurs coaxiaux et
d’adaptateurs.
Le connecteur BNC est assez difficile et plus que fastidieux à installer correctement. Aussi
ne puis-je recommander à la plupart des lecteurs de n’agir que comme je le fais : achetez-les
préalablement montés sur un câble. Une rallonge coupée en deux vous permet de réaliser
deux connexions volantes vers un circuit imprimé. Il en va tout autrement des connecteurs
PL-259. Bien qu’ils soient presqu’impossibles à trouver montés sur un câble, ils sont fort
heureusement relativement faciles à assembler.
La figure 1-14Anous fait découvrir la coquille filetée et la pièce centrale d’un connecteur
PL-259. Au milieu de cette figure se trouve un adaptateur particulier : il permet d’utiliser le
connecteur avec des câbles de petit diamètre. Sans cette pièce, le connecteur PL-259 est
directement utilisable pour les grands formats de câble (RG-8/U ou RG-1I.N) ; avec
l’adaptateur adéquat, il peut servir pour les câbles de petit diamètre (RG-58N ou RG-59AJ).
Notez que chaque type de câble nécessite un adaptateur de modèle différent.
Avant toute chose, commencez par enfiler l’adaptateur de diamètre (si nécessaire), la
coquille filetée puis l’adaptateur central sur le câble coaxial : voyez la figure 1-14B. Vous
chercherez votre canif plus tard ! Vous seriez surpris du nombre de fois que l’on constate
avec dépit, après avoir réalisé des soudures d’excellente qualité, que l’un des deux premiers
éléments vous nargue toujours depuis la table du labo, et qu’il faut reprendre tout le travail
à zéro (sanglots). Évitez qu’ils ne s’échappent par l’autre bout ou qu’ils n’aillent se perdre à
l’autre extrémité du câble : fixez-les au moyen d‘un morceau de ruban adhésif, ou faites un
nœud dans le câble (sans trop serrer, évidemment).
Il faut ensuite préparer l’extrémité du câble. Il existe des outils spéciaux pour dénuder les câbles
coaxiaux, mais ils sont relativement chers. À moins que vous ne vouliez en faire votre gagnepain, n’achetez rien et utilisez plutôt n’importe quel outil tranchant : un canif ou un cutter feront
parfaitement l’affaire. Voici comment procéder.
1.8 ligne de transmission en câble coaxial ou (4 coax p)
21
A : Les différents constituants du connecteur.
B : Cadaptateur et la coquille sont enfilés
sur ie câble coaxial.
/
C : Le câble coaxial est dénudé, la
tresse de masse est rabattue sur
l’adaptateur,
D : Le barillet est placé sur
l’adaptateur, la tresse de
masse est soudée par les
orifices latéraux et l’âme par
l’extrémité du barillet.
Figure 1-14 : Montage d’un connecteur PL-259.
22
1. Introduction 6 l’électroniquedes Hautes Fréquences
1. Faites une entaille tout autour du câble, à 20 mm de l’extrémité, en évitant
soigneusement de sectionner des brins ou d’endommager des bandelettes de la
tresse de masse. Faites ensuite une entaille longitudinale, depuis cette première
découpe jusquà l’extrémité.
2. Enlevez l’isolant extérieur du coaxial pour amener la tresse de masse à nu.
3. À l’aide d’un petit outil poinhi, défaites prudemment la tresse de masse ;<< peignez H
les brins pour bien les séparer les uns des autres. Repliez-les sur l’isolant extérieur,
hors de votre chemin.
4. Avec un outil à dénuder ordinaire ou à l’aide de votre canif, enlevez 15 mm de
l’isolant intérieur.
À ce stade des opérations, vous devriez avoir 15 mm de conducteur central dénudé,
5 mm de diélectrique visible et la tresse de masse << peignée D et repliée sur l’isolant
extérieur.
Il faut à présent faire glisser l’adaptateur central SOUS les brins de la tresse de masse repliée,
jusqu’à cacher tout l’isolant extérieur visible sous les brins. Rabattez tous les brins sur
l’adaptateur, comme dans la figure 1-14C. Veillez à ce que les brins soient bien rangés ;coupezles pour dégager la partie filetée. Vissez le barillet sur l’adaptateur central (figure 1-14D).
Quelques filets devraient être visibles par les trous de soudage situés dans la gorge devant la
partie filetée.
Voici le moment venu d’effectuer un test d’isolement : à l’aide d’un ohmmètre ou d‘un
testeur de continuité, vérifiez que l’âme et la tresse de masse ne sont pas mis en courtcircuit par un brin baladeur.
Attention !
Le soudage nécessite l’utilisation d’unfer puissant (100 W) et très chaud. Les pièces vont
devenir dangereusement brûlantes. Maintenez-les au moyen d‘outils ou de chiffons, pas
avec les doigts !
5. Soudez le conducteur central avec le fer de 100 W, pas avec un fer miniature.
6. Soudez la tresse de masse à travers les trous de la gorge.
7. Vissez la coquille filetée sur le corps du connecteur.
Effectuez un dernier contrôle d’isolement entre la pointe et la coquille du connecteur ;si tout va
bien, le travail est terminé : le connecteur est déclaré << Bon pour le service ! ».
127
5.2 Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers
='\
A---OdB
21
=; ' , :
1
I
I
*F
FI
F,
F2
Fréquence
979012-5-7
Figure 5-7 :
Points caractéristiques d'une
courbe de bande passante.
5.2 Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers
Les récepteurs syntonisés sur le signal à recevoir en hautes fréquences ou TRF receivers
(TRF provient de lbned to Radio Frequency) représentaient la seule solution à un besoin de
sélectivité accrue de la part des récepteurs de radio, à une époque où les stations d'émission
ont commencé à proliférer.
Ces récepteurs utilisent un ou plusieurs circuits accordés sur la fréquence à recevoir pour
amplifier et filtrer le signal d'antenne avant de le détecter.
Amplificateur
HF
-
\
1
\
L
_______2
Syntonisation
-
-
979012-5-8
Figure 5-8 : Schéma d'un récepteur TRF simple.
Une forme simple de récepteur TRF est représentée à la figure 5-8 : elle consiste en un
amplificateur HF entouré de deux circuits accordés sur la fréquence à recevoir, montage
suivi d'un circuit de détection puis d'amplification BF et d'un système de reproduction du
son (haut-parleur ou écouteurs). Le détecteur démodule le signal HF pour retrouver le
signal BF qui y a été superposé lors de l'émission. Le signal BF est vigoureusement amplifié
par un amplificateur audio avant d'être appliqué à un haut-parleur ou à une paire
d'écouteurs.
Les récepteurs TRF plus complexes ne sont le résultat que d'une augmentation du nombre
d'étages HF, sans autre amélioration notable du reste du circuit (voyez la figure 5-9).
L'amplification de plus en plus élevée augmente la sensibilité, le nombre de réseaux LC
augmente la sélectivité et le tout fait atteindre des sommets inégalés en difficultés de
syntonisation ou de mise au point : une cascade d'amplificateurs à gain élevé, à bande
passante variable et tous réglés sur la même fréquence est le terrain de prédilection des
128
5. Récepteursde radio : théorie et applications
couplages parasites et des oscillations spontanées, sans parler des problèmes mécaniques
nés de la nécessité d’assurer un suivi en fréquence parfait de nombreux circuits accordés
commandés par un énorme condensateur variable à cages multiples. Il était temps de
trouver autre chose ; la réponse - simple et évidente, lorsqu’on la connaît - est décrite dans
le paragraphe suivant.
Antenne
v
Amplificateurs
HF
A
f
Écouteurs
\
Détecteur
N
l
V
3
l
r
n
h
BF
i
-
979012-5-9
Figure 5-9 : Récepteur TRF a quatre étages de syntonisation
5.3 Récepteurs superhétérodynes
La découverte du principe du récepteur superhétérodyne, dans les années 1920, peut être
considérée comme une révolution dans le domaine de la réception de signaux de radio. Cette
découverte fut à l’origine de nombreuses polémiques entre deux inventeurs présumés ;
après que les problèmes de paternité et de brevets eurent été résolus, il ne fallut pas dix ans
pour que ce principe, d’une supériorité sans égal au << procédé TRF >> soit universellement
appliqué par tous les concepteurs de circuits. Il constitue aujourd’hui l’ossature de tout
récepteur de signal de haute fréquence, quels que soient le type de modulation ou la bande
des fréquences des signaux concernés. Le principe du récepteur superhétérodyne est reproduit à la figure 5-10.
Antenne
Q
RF
OL
RF + OL
Haut-
979012-5-10
5.3 Récepteurssuperh6térodynes
129
La base de ce principe repose sur une idée géniale : convertir tous les signaux HF reçus en
une fréquence fixe appelée fréquence intermédiaire (FI) qui sera ensuite traitée par des
circuits dont la conception pourra être peaufinée à souhait puisque la gamme des signaux à
manipuler sera toujours identique à elle-même. Le cœur d'un récepteur superhétérodyne
consiste donc en un mélangeur et un oscillateur local (OL) qui définit la fréquence à
recevoir. La majeure partie des performances du récepteur sera le résultat des qualités des
circuits de fréquence intermédiaire FI et de détection (à diodes à seuil compensé, détection
synchrone...). Un amplificateur audio permettra de régler les paramètres de la reproduction acoustique (volume et tonalité, suppression de souffle...). Une tête HF servira à la
fois d'écran pour empêcher le rayonnement par l'antenne des signaux produits par le
mélangeur et le préamplificateur pour améliorer la réception dans des conditions difficiles.
Le préamplificateur HF procure donc du gain mais également une certaine sélectivité du
signal reçu ;il peut également jouer un rôle très important dans la réjection de la fréquenceimage, dont nous parlerons ultérieurement. Dans certains schémas de radio, la tête HF
porte parfois le nom de c< présélecteur »,bien que ce terme soit davantage réservé à des
circuits additionnels placés en amont du récepteur afin d'améliorer sa sensibilité et/ou sa
sélectivité.
Le signal à radiofréquence RF est appliqué à l'une des entrées du mélangeur. L'autre entrée
de ce circuit reçoit le signal issu de l'oscillateur local OL. Le mélange est effectué selon un
procédé non linéaire ;le résultat de mélange contient généralement des fréquences égales à
RF, à OL, à RF - OL (la fréquence-différence) et à RF + OL (la fréquence-somme). La
fréquence intermédiaire FI peut être choisie égale à la fréquence-sommeou à la fréquencedifférence ; dans la majorité des anciens récepteurs ou des récepteurs classiques, c'est la
fréquence-différence qui est retenue pour des raisons de facilité de conception et de
disponibilité de composants. En AM, la fréquence intermédiaire est de 455 ou 460 kHz pour
les postes de radio ordinaires ; elle est de 260 ou 262,5 kHz pour les autoradios. Dans les
récepteurs de radiodiffusion en bande FM et dans la plupart des récepteurs VHFNHF, la
fréquence intermédiaire est égale à 10,7 MHz. Il arrive souvent que le mélangeur et
l'oscillateur local soient regroupés en un seul circuit appelé convertisseur ou converter ; ce
circuit se retrouve également sous l'appellation de premier détecteur ou first detector.
Les circuits de fréquence intermédiaire procurent le maximum de gain et définissent la
sélectivité du récepteur ; ils peuvent être conçus pour fournir une amplification élevée et
posséder une courbe de réponse précise parce qu'ils travaillent dans une bande de
fréquences bien définie, par exemple centrée autour de 455 kHz. Ces conditions de fonctionnement dans une gamme de fréquences restreinte permettent de résoudre facilement les
problèmes d'oscillation spontanée ou d'autres difficultés du même tonneau.
Le détecteur travaille à la fréquence intermédiaire ; il permet d'extraire l'information
contenue dans le signal ou, en d'autres termes, d'effectuer la démodulation du signal reçu.
Lorsque cette information est un signal audio, elle est appliquée à un amplificateur BF qui
alimente un système de reproduction du son, tel que haut-parleurs ou écouteurs.
1O Construction de générateurs de signaux
et de circuits auxiliaires
Les circuits de générateurs de signaux proposés dans ce chapitre permettent de fabriquer
des signaux HF sinusoïdaux ; ces signaux peuvent être transformés en toute autre forme
par l'adjonction de circuits écrêteurs puis différentiateurs ou intégrateurs. Ils permettent
de vérifier les circuits de radio, de les dépanner et de procéder à leur alignement. Le
conception puis la construction de générateurs de signaux d'excellente qualité n'est pas une
mince affaire. Les montages proposés ici peuvent cependant être crédités d'une bonne
qualité, suffisante pour le travail sur tous les circuits audio ou HF courants. Passons en
revue les différents types d'oscillateurs, avant d'entrer dans la description de chacun des
circuits.
1O. 1 Types d'oscillateurs
Dans tous les ouvrages d'électronique, les circuits d'oscillateurs sont classés en deux
grandes catégories : les oscillateurs de relaxation et les oscillateurs à réaction positive. Les
oscillateurs qui délivrent des impulsions rectangulaires (astables, bistables et monostables)
forment un groupe particulier : celui des multivibrateurs. Les oscillateurs de relaxation font
appel à des composants qui changent brusquement d'état pour un niveau de tension donné,
comme par exemple un tube au néon qui s'amorce ou un transistor unijonction qui devient
soudainement conducteur. Les oscillateurs à réaction se fabriquent au moyen d'un amplificateur qui réinjecte un échantillon (amplifié) d'un signal sinusoïdal afin de démarrer puis
d'entretenir l'oscillation : voyez en figure 10-1. Les plupart des générateurs d'ondes sinusoïdales sont des oscillateurs à réaction positive.
w
Sortie
O
Figure 10-1 : Schéma synoptique d'un
oscillateur à réaction.
979OiX O-I
Les conditions nécessaires à l'entretien d'une oscillation, appelées critères de Nyquist", sont les
suivantes :
le gain de la boucle formée par l'amplificateur et le réseau de réaction doit être doit
être supérieur ou égal à l'unité à la fréquence d'oscillation, et
le signal de réaction à la fréquence d'oscillation doit être en phase avec le signal qui
l'a provoqué ;ce second critère peut également s'énoncer en disant que la rotation
globale des phases doit être nulle ou égale à 360", condition qui se rencontre lorsque
l'amplificateur est inverseur et introduit un décalage de 180"' les 180" supplémentaires
étant apportés par le réseau de réaction.
282
1O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
Les oscillateurs à réaction peuvent ensuite être classés en fonction de la nature du réseau
de réaction utilisé. Trois catégories se distinguent (et comportent chacune de nombreuses
variantes) : les oscillateurs du type Armstrong", du type Colpitts" ou Clapp" et les oscillateurs du type Hartley". Bien que d'autres formes de réseaux de réaction soient utilisées
pour la fabrication d'oscillateurs à basses fréquences, les quatre types précités sont les plus
appropriés à la fabrication de signaux HF.
A
+
L1
c
Figure 10-2 : Principaux types d'oscillateurs
à réaction utilisés en hautes fréquences :
A : Armstrong.
6 : Colpitts.
C : Hartley.
L1
(b
--
J
Ici
II
Y779017-10-7
Jetez un coup d'œil aux schémas synoptiques de la figure 10-2 : il vous permettront d'iden
tifier chaque type d'oscillateur. Le schéma de la figure 10-2A représente u n oscillateur de
Armstrong, où un transformateur HF est employé pour injecter le signal de réaction (par la
bobine L2) à l'enroulement du circuit accordé principal, formé de L1 et de C1. Un oscillateur
de Colpitts est dessiné à la figure 10-2B. Il fait appel à un circuit résonnant parallèle où le
condensateur d'accord est remplacé (et c'est ici la caractéristique propre à ce type d'oscillateur) par un diviseur capacitif pour assurer le prélèvement du signal (au point milieu) et
l'injection du signal d'entretien de l'oscillation (à l'extrémité droite du circuit). Un oscillateur de Clapp fonctionne selon le même principe, mais la fréquence d'oscillation y est
déterminée par un condensateur placé en série avec la bobine L1. La faible impédance à la
fréquence de résonance de ce circuit oscillant série permet d'annuler presque complètement
l'influence des condensateurs de réaction (Ci et C2) placés en parallèle sur le circuit
déterminant la fréquence et donc de minimiser toute dérive de la fréquence nominale du
circuit accordé lorsque le réseau de réaction doit être modifié ou est constitué de composants
10.2 Oscillateur 6 cristal pour fréquences comprises entre 1 et 20 MHz
283
à coefficient de température médiocre. La figure 10-2C montre un oscillateur de Hartley ;
ici, le processus de prélèvement/réinjection s'effectue au moyen d'un diviseur inductif
constitué d'une bobine à enroulement unique et à prise intermédiaire.
N. d. T. : Il y a une astuce pour reconnaître les oscillateurs de Hartley et de
Colpitts/Clapp. Le << H >> de Hartley rappelle l'unité de mesure d'une induction (où
le signal est prélevé) et le << C >> de Colpitts est aussi l'unité de mesure du diviseur
capacitif qui permet l'oscillation du circuit. Les oscillateurs de Armstrong ne posent
pas de problème : ils comportent un transformateur à enroulements distincts.
Le réseau déterminant la fréquence peut être un circuit accordé LC comme dans les
schémas de la figure 10-2 ou un résonateur piézo-électrique à cristal de quartz. Ces derniers
ne produisent qu'une seule fréquence ou quelques fréquences harmoniques de la fréquence
fondamentale du cristal mais présentent l'avantage d'être infiniment plus stables que les
oscillateurs à circuits LC à bobine et condensateur(s). En voici un exemple, capable de
travailler sur une large gamme de fréquences.
10.2 Osciiiateur à cristal pour fréquences
comprises entre 1 et 20 MHz
9 à 12Ydc
Figure 10-3 : Schéma
universel d'oscillateur
Colpitts à cristal de quartz.
Le schéma de la figure 10-3 est celui d'un générateur de signal universel, réalisé au moyen
d'un oscillateur du type Colpitts à cristal de quartz. Ce montage fonctionne pour des
fréquences comprises entre 1et 20 MHz sur le mode de résonance en fréquence fondamentale ; cela signifie que la fréquence produite par le circuit est celle indiquée sur le cristal, à
la différence des montages et des cristaux prévus pour travailler en mode << harmoniques
(ou ouertone) qui fabriquent des signaux de fréquences égales à trois, cinq voire sept ou neuf
fois la fréquence de résonance fondamentale du quartz. Si vous avez la possibilité de choisir
entre plusieurs modèles lors de l'achat d'un cristal, choisissez un cristal taillé pour fonctionner avec une capacité parallèle de 32 pF. Dans ce cas, la fréquence produite par le circuit
>)
284
1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
sera exactement celle indiquée sur le boîtier du quartz ; dans le cas contraire, elle sera
légèrement différente de la valeur prévue. Il y a cependant moyen de remédier à ce petit
inconvénient ;nous y reviendrons dans quelques instants.
L’élément amplificateur est un transistor NPN VHF ordinaire dont le choix n’est pas
critique ; les transistors des types 2N2222 ou 2N3904 ont toujours donné entière satisfaction dans de nombreuses réalisations de ce circuit, Quel que soit le type de transistor
retenu, il suffit qu’il possède un gain en courant (p ou hfe)supérieur à 20 à la fréquence de
travail prévue - ou, autrement dit, une fréquence de transition f i supérieure à 20 fois la
fréquence d’oscillation demandée au générateur. Si vous préférez recourir à un transistor
PNP (par exemple du type 2N3906), il suffit d‘inverser la polarité de la tension
d’alimentation puisqu’aucun condensateur électrolytique n’est utilisé. Le réseau de polarisation du transistor est réduit à sa plus simple expression : un résisteur (Rl) de 220 kQ
placé entre la base et le collecteur du transistor.
N. d. T. : Si vous rencontrez des difficultés pour faire osciller ce montage, intercalez
un résisteur de quelques centaines d’ohms entre le collecteur et le point d’entrée de
l’alimentation,en amont du condensateur C4 de 0’01 pF : il permettra de stabiliser le
point de fonctionnement en continu.
La tension de sortie est prélevée par un condensateur de blocage de tension continue (C5)
aux bornes du résisteur d’émetteur R2. Un condensateur de découplage (C4) est placé entre
la masse et le collecteur du transistor pour supprimer toute composante alternative en ce
point et maintenir cette tension de collecteur à une valeur stable, comprise entre 9 et 12 V
continus.
N. d. T. : Des résidus de HF peuvent apparaître au collecteur du transistor en conséquence de la résistance et de l’inductance non nulles des fils et de l’impédance de
sortie de l’alimentation ;ce condensateur C4 est absolument indispensable lorsqu’un
résisteur supplémentaire est intercalé, selon les instructions de la précédente N. d. T.
Le réseau de réaction est formé des condensateurs C1 et C2. Le rapport de leurs valeurs a
été choisi pour aboutir à un compromis raisonnable entre le niveau de sortie et la stabilité
en fréquence. Ces condensateurs doivent être au mica argenté ou, mieux, des condensateurs
disques à la céramique du type NPO (rappelez-vous que NPO est le sigle de Negutiue
Positive Zero). Ces composants à coefficient de température très proche de zéro permettront
d’obtenir une excellente stabilité de la fréquence produite en dépit de variations de la
température ambiante ; pour le même motif, il est également vivement conseillé d‘utiliser
ce modèle de condensateur NPO pour le condensateur de liaison au cristal (C3).
La fréquence du circuit de la figure 10-3 ne peut pas varier, puisqu’elle est définie par un
cristal. Il est cependant utopique de croire que la fréquence du signal fourni sera exactement égale à la fréquence indiquée sur le boîtier du quartz : les capacités et inductances
parasites - pour ne pas changer - vont modifier légèrement les paramètres du circuit et
faire dévier la fréquence d’oscillation de la valeur prévue. Il est difficile de prévoir le sens de
cette déviation, mais il existe néanmoins deux possibilités de l’annuler : placer un condensateur ajustable de 50 pF en parallèle sur le cristal ou remplacer le condensateur C3 de
100 pF par un condensateur fixe de 82 pF monté en série avec le même condensateur
ajustable de 50 pF.
10.2 Oscillateur 6 cristal pour fréquences comprises entre 1 et 20 MHz
285
N. d. T. : Seuls des essais pemnettent de déterminer la bonne configuration lorsque la
fréquence du signal fourni doit être réglée avec précision ; si vous choisissez de
réaliser ce montage sur circuit imprimé, prévoyez des emplacements pour l’assemblage des composants dans les deux configurations afin d’éviter toute mauvaise
surprise, quitte à retoucher le film du circuit imprimé après le contrôle d’un premier
prototype.
Y1
10,7
MHz
c4
50 PF
Figure 10-4 : Oscillateur pour l’alignement de récepteurs FM. Le cristal de 10’7 MHz permet le
réglage des circuits FI ; celui de 9 MHz sert à ajuster l’oscillateur local pour une indication
correcte du cadran aux fréquences de 90’99 et 108 MHz.
Les circuits semblables au schéma de la figure 10-4 sont bien connus des personnes qui
s’occupent de la réparation de récepteurs FM. L’oscillateur proprement dit est identique à
celui de la figure 10-3, le cristal (unique) y est tout simplement remplacé par un inverseur
et deux cristaux aux fréquences de 10,7 et 9 MHz. Le cristal de 10’7 MHz permet de vérifier
et d’aligner les circuits de fréquence intermédiaire. Les harmoniques produites par le cristal
de 9 MHz à 90,99 et 108 MHz sont d’un niveau suffisant pour effectuer le réglage de la tête
HF et pour contrôler (et éventuellement corriger par un réajustement de l’oscillateur local)
l’indication correcte de ces fréquences au cadran du récepteur au début, au milieu et à la fin
de la bande de réception FM. Remarquez que l’oscillateur ne produit aucun signal audio ; la
présence de ces porteuses se manifeste par une diminution ou une disparition du souffle et
une augmentation très nette de l’indication de la force du signal reçu.
286
1O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
10.3 Amplificateur-tampon pour la BF, la HF et la VHF
Un amplificateur-tampon permet d’isoler la sortie de l’oscillateur de la charge à laquelle le
signal doit être appliqué. Des modifications de la charge d‘unoscillateur peuvent conduire à
un dérèglement de la fréquence produite ; un amplificateur-tampon permet de supprimer
cet inconvénient. Le schéma d’un tel amplificateur, utilisable depuis les Basses Fréquences
(du point de vue de la radio) jusqu’aux fréquences inférieures de la bande VHF est reproduit
à la figure 10-5.
Le cœur de l’amplificateur-tampon est un transistor MOSFET à double porte du type 40673
(notez que ce transistor peut être remplacé par tout autre modèle de caractéristiques
équivalentes). Il est utilisé dans la configuration traditionnelle de source à la masse en
alternatif ». Le résisteur R2 de faible valeur (100 Q) amène une légère contre-réaction en
continu qui stabilise le point de fonctionnement, tandis que le condensateur C2 de 0,l pF,
monté en parallèle sur ce résisteur, permet de maintenir le potentiel de source à O V en
alternatif.
<(
La tension de fonctionnement positive de drain est obtenue par le résisteur de charge R3 de
270 L2 et la résistance interne de la self de choc HFNHF RFCl de 1mH. La bobine présente
bien sûr une réactance inductive qui croît linéairement avec la fréquence ; la combinaison
du résisteur et de la bobine permet d’obtenir une impédance de charge globale qui évolue de
+
R5
R4
!j6 kQ
10 kQ
l2
-
Figure 10-5 : Amplificateur-tampon (depuis les BF jusqu’aux basses VHF).
10.4 Oscillateur Ù 455 kHz pour l'alignement des circuits d e FI e n AM
287
façon à compenser les pertes de gain du transistor lorsque la fréquence du signal fourni par
le drain croît. L'alimentation du montage est découplée en alternatif par le condensateur C6
de 0 , l pF pour éliminer les effets des impédances non nulles des liaisons et de la source de
tension. Utilisez des condensateurs au polyester, du type disque à la céramique ou tout
autre modèle de votre choix mais assurez-vous que le condensateur retenu présente une
faible inductance parasite à la plus haute fréquence à amplifier.
Le signal d'entrée est appliqué à travers un condensateur de blocage de tension continue
(Ci, d'une valeur de 100 pF) au résisteur de polarisation de grille R1 ainsi qu'à la grille 1du
transistor MOSFET. Le signal de sortie est prélevé au drain du transistor, à l'aide d'un
autre condensateur de blocage de tension continue : C3, d'une valeur de 1nF.
La seconde grille du transistor (G2) est amenée à une tension de polarisation continue
d'environ 10 V dérivés de la tension d'alimentation par le diviseur de tension formé des
résisteurs R4 et R6. Le point milieu du diviseur est mis à la masse en alternatif par le
condensateur C4. Ce composant doit présenter, à la plus basse fréquence à amplifier, une
faible réactance vis à vis de la résistance vue au nœud R4/R5. Cette résistance est celle des
deux résisteurs vus en parallèle ; il faudra donc toujours vérifier que Xc4 < (R4 // R5)/10 soit
< 0,85 WZ.
Une variante de ce schéma consiste à relier le côté droit de R4 au curseur d'un potentiomètre alimenté par la tension du circuit ou tout autre source de tension continue
variable. Le réglage du potentiomètre ou de la source de tension permet de modifier le gain
du circuit. Certains générateurs plus complexes sont munis d'un circuit de régulation du
niveau de la tension de sortie ;la tension de commande fournie par le régulateur (un circuit
de CAG ou AGC, de Automatic Gain Control) est appliquée d'une manière quelconque (mais
souvent au moyen d'un réseau RC) à la grille GZ du transistor MOSFET.
Puisqu'il y a moyen de faire varier le gain, il y a aussi moyen de fabriquer un signal HF
modulé en AM ! Il suffit de déconnecter le condensateur C4 de la masse et de le relier à la
sortie d'un générateur audio, en passant éventuellement par un potentiomètre qui permettrait un réglage fin du niveau de modulation. À l'aide d'un oscilloscope, réglez ce niveau
pour obtenir une image semblable aux figures 5-2C ou 6-7B, sans que la forme de l'enveloppe ne soit écrasée aux amplitudes minimales ni rabotée aux amplitudes maximales : il
faut que l'amplificateur fonctionne en mode linéaire, sans introduire de distorsion par
intermodulation, pour ne pas favoriser l'apparition de fréquences supplémentaires qui
risqueraient de ruiner les opérations de mise au point d'un équipement.
10.4 Oscillateur 6 455 kHz pour l'alignement
des circuits de FI en AM
Les récepteurs superhétérodynes actuels utilisent en AM des circuits de fréquence
intermédiaire le plus souvent réglés sur 455 kHz (les autoradios recourent à une FI de
262,5 kHz). La figure 10-6 présente le schéma d'un générateur de signal simple qui permet
de vérifier, de dépanner ou d'aligner les circuits de FI de la plupart des postes de radios.
L'élément actif est le transistor JFET Q l du type MPF-102 ; le niveau de sortie de
l'oscillateur est rehaussé par l'adjonction de l'amplificateur proposé à la figure 10-5.
288
1 O. Construction de générateurs d e signaux et de circuits auxiliaires
En comparant ce schéma à ceux de la figure 10-2, vous constaterez que la structure utilisée
est celle d‘un oscillateur Hartley puisqu’il emploie comme réseau de réaction un circuit
accordé à bobine avec prise intermédiaire. Ce circuit accordé fait partie d‘untransformateur
FI de 455 kHz ordinaire, comme par exemple le modèle TK-1301 de Digi-Key (*>- ou tout
autre modèle équivalent. Ce transformateur comporte un enroulement primaire avec prise
intermédiaire normalement prévue pour s’adapter aux << faibles >> impédances de collecteur
des transistors NPN ou PNP utilisés dans les circuits d’amplification FI. Cette prise peut
être mise à profit pour fabriquer un oscillateur de Hartley lorsque le transformateur est
connecté selon la schéma de cette figure 10-6. L’enroulement secondaire, quant à lui, vient
bien à propos pour prélever le signal d’oscillation et l’appliquer à l’amplificateur décrit dans
le paragraphe précédent.
N. d. T. : Remarquez qu’il suffit de changer de transformateur pour changer de
fréquence d’oscillation (460, 465 ou 262,5 kHz). Il faut bien sûr que ces autres
modèles présentent une configuration similaire, et certainement une prise
intermédiaire reliée à une borne quelconque du boîtier.
c1
la0
PF
Figure 10-6 : Oscillateur destiné au réglage des circuits de FI.
10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes
Bégiage de
f~queice
289
P
Figure 10-7 : Oscillateur d’alignement à fréquence variable.
10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes
Le même genre de circuit peut être utilisé pour la production de signaux dans la bande AM
(de 530 à 1610 kHz) et pour les bandes des ondes courtes (de 1610 kHz à 30 MHz).
La variante représentée par la figure 10-7 utilise un transformateur normalisé dont
l’inductance de l’enroulement primaire vaut 217 pH ; un transformateur du modèle
TK-1903 réalisé sur un support Toko et vendu par Digi-Key (*) a été employé dans l’exemple
proposé par cette figure. Ce transformateur FI permet de couvrir toute la bande des
fréquences de radiodiffusion AM lorsqu’il est utilisé en conjonction avec un condensateur
variable standard de 365 pF. Il n’est pas inutile de rappeler la formule de Thomson et ses
dérivées, si d’autres fréquences devaient être produites :
1
(10-1)
ou, lorsque F et L sont connus :
(1 0-2)
Cmin =
1
et
Cmax =
39,5 FLax L
ou, lorsque F et C sont connus :
(1 0-3)
L =
1
39,5 F L h L
1
39,5 (Fmin Fmax) .\TCmin Cmax
N. d. T. : Vous pouvez également utiliser les formules 2-22 et suivantes du chapitre 2
et comparer les résultats obtenus.. .
290
1O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
Dans ces trois formules, F est exprimé en hertz (Hz), C en farads (F) et L en henrys (H).
Lorsque les fréquences choisies et les valeurs du condensateur variable récupéré au fond
d'un tiroir conduisent à une valeur de bobine introuvable dans le commerce, choisissez un
noyau toroïdal et fabriquez la bobine vous-même ! N'oubliez pas, dans vos calculs, de tenir
compte d'une capacité parasite moyenne de 20 pF. La valeur réelle de ce composant invisible mais néanmoins présent dépend fortement de la disposition des composants (bien
réels cette fois) sur votre platine d'expérimentation ou sur votre circuit imprimé.
Le schéma de base d'un circuit de VCO pour la VHF est représenté à la figure 10-8A(VCO
provient de Voltage ControZZed OsciZZator, ou oscillateur commandé en tension). J'ai utilisé
ce montage pour la production de fréquences comprises entre 20 et 150 MHz. Il fait appel à
un condensateur de réaction (C2) placé entre collecteur et émetteur d'un transistor PNP
monté en base commune. Malgré sa faible valeur (10 pF), ce condensateur est nécessaire
pour garantir l'entrée en oscillation du montage. Le circuit accordé est constitué de la
bobine L1, du condensateur de blocage de composante continue C1 et de la diode varicap
D1. La bobine peut être réalisée sur un tore prévu pour la VHF ou être bobinée << sur air :
vous utilisez un cylindre de 10 mm de diamètre pour bobiner du fil rigide (de diamètre
supérieur à 0,8 mm) ; les spires resteront en place lorsque le corps de bobinage sera enlevé.
)>
Le VCO de la figure 10-8 est réglé en fréquence par une tension continue VT appliquée à la
diode varicap à travers le résisteur R4 de 150 kQ. Cette tension doit être positive pour
polariser la diode varicap en sens inverse ;la fréquence de l'oscillateur croît en même temps
que la tension de commande qui y est appliquée. Un problème peut surgir : la relation
tensiodfréquence n'est pas linéaire, en raison des caractéristiques des varicaps et de la
relation de type quadratique (la formule de Thomson) qui lie la fréquence d'oscillation à la
valeur de la capacité du circuit résonnant. Cette situation peut être améliorée par
l'utilisation d'un circuit de commande de fréquence tel que représenté en figure 10-8B. Ici,
le condensateur de blocage C1 est remplacé par une varicap identique à la première ;
remarquez que les deux diodes sont montées tête-bêche. La capacité équivalente aux deux
diodes montées en série ne vaut plus que la moitié de la capacité du montage précédent,
mais l'évolution de la fréquence en fonction de la tension de commande est nettement plus
linéaire.
Ce montage peut servir à la production de fréquences fixes par la commutation de diverses
tensions continues, de fréquences variables lorsque la tension de commande est fournie par
un potentiomètre, d'un signal modulé en FM lorsqu'un signal audio est superposé à la
tension continue de commande ou balayer une gamme de fréquence si la tension appliquée
est de forme triangulaire (par exemple, pour l'employer dans un équipement d'alignement
par wobbulateur). Si vous utilisez une tension de commande en dents de scie, limitez la
fréquence de balayage aux valeurs comprises entre 20 et 60 Hz pour obtenir un affichage
correct et sans scintillement des courbes de réponse des circuits mesurés.
Le petit schéma de la figure 10-8C propose une variante de circuit de sortie. Dans le
montage de la figure 10-8A, le signal est prélevé sous relativement faible impédance à
l'émetteur du transistor : une charge trop élevée risque cependant de perturber le fonctionnement de l'oscillateur. L'astuce présentée par la figure 10-8C (quelques spires bobinées du
côté << froid B' de L1) permet de prélever un signal de niveau réduit, certes, mais sous une
impédance beaucoup plus faible et avec beaucoup moins de risques de voir l'oscillateur mal
fonctionner ou tout simplement s'arrêter.
10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes
12 Vdc
9
0,001 p F
100 pH
0,001 p F
-
R1
560
R2
5,6
fi
c3
10 pF
kR
Sortie
w
-- c2
10 pF
-
’
A
I0.001
~
-
c1 I
-
_I
-
Dl
NTE-614
33 pF
A
150
979012- 10-8
B
Tension
de
réglage
T
2
R4
150 k f i
Tension
de
réglage
kn
-
Figure 10-8 :
A : Schéma de base d’un circuit de VCO.
B : Variante du circuit de commande de fréquence.
C : Variante du circuit de sortie.
29 1
292
1O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires
Il est possible de produire une vaste gamme de fréquences à partir d'un montage basé sur le
schéma synoptique de la figure 10-9A. L'auteur a mis ce principe en application ; l'une de
ses réalisations est représentée par la photographie de la figure 10-9B.
+1
a m
3
R
f
1-f
{
L1
L2
L3
Scn-iie
O
LO
Figure 10-9A : Schéma synoptique d'un générateur HF à mélangeur double symétrique.
Figure 10-9B:
Reproduction d'un prototype
réalisé selon cette technique.
Ce montage utilise un mélangeur double symétrique (ou DBM, de DoubZe BaZanced Mixer)
tel que le SRA-1 ou un modèle similaire fabriqué par Mini-Circuits Laboratories, Inc. Un
signal est appliqué à l'entrée HF du mélangeur tandis que l'autre est injecté à l'entrée OL
(remarquez les différences des niveaux requis). Le signal à la fréquence de différence est
recueilli sur les deux bornes de sortie FI court-circuitées, tandis que le filtre passe-bas
permet d'éliminer les résidus de signaux HF et LO. J'ai utilisé ce montage pour fabriquer
un générateur de balayage d'une bande de réception de radioamateurs : un oscillateur était
réglé à une fréquence centrale de 37 MHz et forcé à balayer une gamme de plus et moins
1MHz par la superposition d'une tension en dents de scie à la tension continue de réglage,
tandis que l'autre oscillateur était réglé à différentes fréquences pour produire, par hétérodynage, une gamme de fréquences centrée sur les différentes bandes des radioamateurs
(par exemple, avec une fréquence de 30 MHz pour couvrir la bande des 7 MHz).
Ce type de générateur HF fonctionne généralement sans difficulté lorsque les techniques de
réalisation de circuits de hautes fréquences sont respectées.
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adaptation des impédances
comparaison BF/HF
additionneur VHF
alignement
par fréquences fixes (FMI
équipement de test
outillage
par balayage (FM)
récepteurs AM
alimentation, fantôme
AM
breakt hro ugh
intrusion
présélecteur
amélioration, récepteur
Amidon
amplificateur
à fréquence intermédiaire
audio
basses fréquences
bruit
cascode
en base commune
FI
HF
push-pull HF'
push-pull HF accordés
push-pull HF syntonisés
tampon BF-VHF
antennes
cadres
de Beverage
ferrite
préamplificateurs
ARRL, adresse Internet
atténuateur, entrée
auto-inductionsparasites
autodyne
autoradio
bagette magique
banc d'essai
bande passante
AM
245
9
235
221
233
221
238
234
221
212
121,164
172
172
17
278
88
244
151,244
244
253
201
182
150,244
267,279
206
207
207
286
36
106
108
204
208
278
199
138
230
239
17
126,174,258
258,260
étages d'entrée
260
fine
258
forme
66
bandes de fréquences, définition
2
2
BF, fréquences
244
BFO
244
BLD
165
BLI
172
blindage
273,274
blocage
273
récepteur
165
BLS
165,187,244
BLU
19
BNC
23
bobines
33
à contact glissant
126
à induction variable
33
à noyau ferromagnétique
33
à noyau mobile
39
à pas variable
40
avec noyau
103
bifilaires
blindées
11
30
calcul par AL
36
catégories
36
en boucle
en conducteurs plats
28
29,64
en nid d'abeilles
en parallèle
30
en série
30
exemples
36
36
imprimées
31
induction mutuelle
36
linéaires
36
nombre de spires
39
préfabriquées
87
réglables
92
sur noyaux toriques
32
symboles
103
trifilaires
13
boîtiers
14
blindés
15
fermeture
204,246, sqq.
bruit
amplificateur à plusieurs étages
253
blanc
249
de Johnson
249
facteur
251
INDEX
~~
indice
niveaux
normalisé
puissance
rapport S/B
sources externes
sources internes
température
thermique
Butler
251
251
249
252
246
247
248
251
249
143
C
câble coaxial
caractéristiques
connecteurs
CAG
AGC knee
AGC saturation point
Campbell, critères
capacitance
capacités
distribuées
parasites
caractéristiques
dynamiques
interprétation
statiques
cellule
à transconductance
de Gilbert
champ
électrique
magnétique
changement de fréquence
à commutation MOSFET
double
châssis
circuits
accordés
accordés par varicap
à pistes larges
accordés
accordés pour FI
LC
LC parallèle
LC réciproque
LC série
résonnants
RL
série, diagramme vectoriel
coax, voir câble coaxial
code, morse
17
18
19
265
227
227
172
50,123
23
8
1,9,57,60
266,267, sqq.
241,242, sqq.
254, sqq.
132
138
43
29,31,63
241
279
262
13
171
85
10
23,123
63
50
53
53
51
51
35
51
17
122
coefficient
d’auto-induction
26,27
de vélocité
18
Colpitts
143
condensateurs
23
au mica argenté
46
analogie hydraulique
47
au mylar
44
au papier
44
céramiques
45
coefficient de température
45
constante diélectrique
42
courant
48
de lissage
168
de passage
45
décalage de phase
71
NPO
45
symboles
43
tension
48
condensateurs variables
à cage jumelée
76
à cage unique
76
à compression
73
à piston
73
à variation linéaire de capacité
77
à variation linéaire de fréquence
77
padder
75
rotor
73
stator
73
trimmer
75
connecteurs pour câble coaxial
19
constante diélectrique
5,42
constantes physiques
3
conversion directe
138
convertisseur superhétérodyne
146
couplage
à accord décalé
66
critique
66
haute-fidélité
67
induction mutuelle
31
lâche ou sous-critique
66
link-coupling
64,85
magnétique
32
points à -3 dB
66
serré ou sur-critique
66
cw
121,165,244,258
D
DBM
dBmV
DCR
ronflements
132,246
246
163,241
167
INDEX
décibels
246
déphasage, quadrature arrière
34
désensibilisation
273,274
détecteur
244
d’enveloppe
244
de produit
244
de rapport
235
détection,AM
150
diélectrique
41
sortes
44
diodes
Gunn
26
tunnel
26
discriminateur
235
diviseur de tension
245
DSBSC
244
dynamique
170,272, sqq.
de réception
272
E
EBF, fréquences
2
effet
de peau
8
pelliculaire
1, 8, 16
ELF, fréquences
2
émetteur-récepteur de trafic AM
258
EMI
266
énergie
cinétique
26
magnétique
26
entrée
245
étages d’entrée
244,260,267
exempt de bruit
248
F
facteurs de conversion
facteur de forme, FI
facteur de qualité
calcul
farad
FCEM
FEM
ferrite
FI
bande passante
double
transformateurs accordés
filtre
<< anti-canaris >>
à bande étroite
à cristaux
3
264
64,67
67
41
27,30
26
94
241
263
262
63
277
244
140,154
à fréquence de résonance (méthode)
à large bande
à quartz
accordable
céramique
coupe bande
d‘aigus
de terminaison
diplexeur
mécanique
passe-bande
passe-bas
passe-haut
suppresseur de bande
flux, magnétique
FM
force
contre-électromotrice
électromotrice
fréquence
de résonance
image
intermédiaire
intrinsèque
oscillateur local
radio
relation
sélectivité d’entrée
ultime
260
244
262
278
154,262
277
277
175
183
154,158,262
172,186,261,279
140,278,279
172,173,279
54,277
30
121
27
26
87,123
58
23,56,241
64
56
56
5
260
264
G
gain
Gilbert
gyrateurs
164
132
26
H
Hartley
haute fidélité en AM
hétérodynage
HF
fréquences
transformateurs toriques
143
68
131,241
2
102
I
impédance
adaptation
complexe
définition
représentation vectorielle
transformation
245
35
33
25
105,124,210
INDEX
inductance
parasite
induction
d'un conducteur rectiligne
d'un solénoïde court
d'un solénoïde long
distribuée
répartition
intégrateur de Miller
intermodulation, produits
33,123
28,44
27
27
30
29
8
32
47
267
1
LF, fréquences
Lissajous, figures
LM386
loi de Lenz
longueur d'onde, relation
loopsticks
LSB
2
238
151
26
5
108
165
M
masse, connexions
168
mélange réciproque
275
spécifications
275
mélangeur
à MOSFET de commutation
279
double symétrique
132,141,243
non linéaire
241
produits
56
mesure
245,263
sensibilité en AM
257
sensibilité en FM
258
MF, fréquences
2
micro-ondes,fréquences
296
micromicrofarad
42
Miller
47
modulation
d'amplitude
164
en amplitude
121
en fréquence
121
en onde continue
121
noyau
binoculaire
de ferrite
de poudre de fer
désignation
Nyquist, critères
O
oc
fiéquences
2
préamplificateur
213
OL
243
fiéquences
2
OM, fréquences
2
ondulation
168
oscillateur
à réaction
281
Armstrong
282
à varicap
144
Butler
143
ClaPP
59,282
Colpitts
59,143,282
commandé en tension (VHF)
290
de battement
244
de relaxation
28 1
Hart ley
143,282,288
local
23,60,76,132,164,189,243,244
parasites électromagnétiques
parasites internes
perméabilité
relative
perméabilité magnétique
du vide
relative
permittivité
absolue
relative
pertes d'insertion
phasing
PI
N
NE602
alimentation
caractéristiques
circuits d'entrée
circuits de sortie
conversion de fréquence
VFO à varicap
179
132
130
134
138
131
144
211
29,87,94
29,87,93, 107
94
281
pistes larges
PIT
PL-259
montage
soudage
plan de masse
platines
avec plan de masse
d'expérimentation
266
278
126
16
29
30
42
42
42
214
188
267
10
269
19
20
22
12
12
11
INDEX
point d’intersection du troisième ordre 269
point de compression à -1 dB
269
polyéthylène
18
polyfoam
18
porteuse
122
bande passante
258
modulée
258
non modulée
258
préamplificateur
niveau de bruit
204
pour la VLF
2 13
pour les OC
2 13
préfixes, système métrique
3
présélecteur
129,278
à JFET
197
AM
17
niveau de bruit
204
produits
56
2eme,3ème,5èmeordre
267
d’intermodulation
267
profondeur
critique
8
de pénétration
8, 16
PTR
126
Pythagore, théorème
25
radiogoniométrie
rapport
signahuit
signal + bruithuit
signal/bruit normalisé
RDF
réactance
capacitive
inductive
récepteur
à amplification directe
à conversion directe
amélioration
autodyne
bande passante AM
bande passante FM
blocage
changement de fiéquence
circuit d’entrée
désensibilisation
dynamique
gain
niveau de bruit
sélectivité
sensibilité
108
254
253
256
108
33,50,123
27,33,123
241
138,145,163
278
138
258
260
273
241
245
273
260,266, sqq.
244
204
165
165
sensibilité AM
256
sensibilité FM
258
seuil de bruit
254
superhétérodyne
56,76,129,241,260
TRF
64
récepteurs FM
alignement par balayage
234
alignement par fréquences fixes
233
réception de signaux morse
165
réjection
des signaux parasites à la FI
277
fréquence-image
195,261
première FI
263
résistance négative
26
résisteur parfait
248
rotor
73
S
S+B/B
S/B de 10 dB
SBGI-1
253
257
178,181
sélectivité
126,127,195,258,260
étages d’entrée
261
tête HF
263
self
23
sensibilité
127,195,254
récepteur FM
257
signal, minimum détectable
256
SINAD
253
skin effect
8
SMD
256
SO-239
19
solénoïde
définition
29
induction
29,30
sondes
à faible capacité
230
active
230
détectrices d‘enveloppe
230
SSB
165
SSBSC
244
stabilité
264
stator
73
suivi en fiéquence
128
superhétérodyne
. , 131 >[,:
principe
129
tête HF
146
SW, fréquences
2
synchrodyne
163
syntonisation
147,164
système métrique
3
INDEX
U
T
TBF, fréquences
TDA7000
téflon
tension
de claquage
de syntonisation
tête HF
bande passante
sélectivité
Thomson, formule
tores
bobinage
calcul de l'induction
calcul du nombre de spires
construction
danger
fixation
maintien des fils
tracking
avec cages différentes
avecpadder
avec trimmer
centrage HF
transformateur
à ligne de transmission
accordé
calcul
nombre de tours
transformateurs HF
sur tores
transformateurs HFLF'I
bande passante
construction
dépannage
effet microphonique
identification des composants
interruption
modèles
transistor
JFET
MOSFET
transmodulation
TRF
2
179
18
43
144
244,279
260
261
51
97
94
96
98
100
99
98
57,261
63
62
61
61
209
140
105
105
92,124
102
63
66
64
68
69
70
69
63
60
279
275
64,241
UHF, fréquences
unités
henry
inductance
physiques
universal wound coi1
USB
2
27
27
3
64
165
V
81
81,144,147
85
85
82
83
84
290
23
vecteurs
23
addition
25
calcul
23
propriétés
25
système d'axes
60,144,189
VFO
à cage différente
61
61
avec padder
61
avec trimmer
235
VHF, additionneur
5
vitesse de la lumière, relation
5
vitesse de propagation, relation
varactor
varicaps
applications
circuit accordé
principe
schéma équivalent
tension de commande
vco
VLF
fréquences
préamplificateur
2
2 13
W
WVdC
43
z
zéro absolu
248
%&
TRAITÉ DE L’ÉLECTRONIQUE
ANALOGIQUE 8c NUMÉRIQUE
P. Horowitz 8c W. Hill
Ceci est la version française de l’ouvrage de référence anglais The Art of
Electronics dans sa seconde édition entièrement revue et corrigée par les
! auteurs. L’édition française comporte deux volumes, consacrés l’un aux
i techniques analogiques et l’autre aux techniques numériques et aux circuits
I
hautes-fréquences.
j
j
i Volume 1 : Techniques analogiques
j C’est un ouvrage à la fois exhaustif et facile d’accès grâce à sa conception
j hautement didactique. Ecrit non pas pour permettre à ses auteurs d’étaler
; leur science, mais pour garantir au lecteur un accès de plain-pied dans tous
i les circuits électroniques. Comme d’autres ouvrages, il couvre bien sûr le
i
spectre entier de l’électronique moderne, mais il le fait avec une unité de
j style et une cohérence dans l’approche dont le bénéfice est tout entier pour
le lecteur ; le texte regorge en plus d’astuces récoltées dans la pratique de la
conception et de l’enseignement. Chaque explication est assortie
d’exercices pour stimuler l’assimilation active des connaissances par le
lecteur. Les préalables théoriques requis, notamment en mathématiques,
sont étonnamment succincts compte tenu du niveau théorique somme
toute élevé auquel les auteurs finissent par accoutumer leur lecteur. Leur
approche intuitive (((à l’américaine») est peu conventionnelle : elle fait
merveille dans cet ouvrage, idéal pour l’auto-formation mais aussi pour le
soutien d’une formation scolaire et universitaire. Un dernier détail qui ne
gâche rien : la traduction française respecte avec bonheur le style vivant et la
manière agréable du texte original.
Volume 2 : Techniques numériques 8c analogiques
!
i
i
i
\
I
i
:
:
:
i
i
1
:
:
i
’
Le second traite des techniques numériques, depuis la logique
combinatoire booléenne et la logique séquentielle jusqu’aux
microprocesseurs, en passant par les convertisseurs numérique-analogique
et analogique-numérique, les boucles à phase asservie et les générateurs
aléatoires. Ces sujets sont abordés sous l’angle de la pratique, de ses aléas et
de l’expérience qui en résulte ; les auteurs n’hésitent pas à aborder
franchement la question du logiciel, fait assez rare dans les livres
d’électronique. Quatre autres chapitres de ce volume sont consacrés l’un
aux techniques HF et à la commutation rapide, l’autre aux circuits à très
faible consommation, aussi bien analogiques que numériques, le troisième à
la mise en coffret des circuits, et le dernier à la mesure et au traitement des
signaux : température, luminosité, accélération, pression, vitesse,
magnétisme... Les auteurs entraînent même leurs lecteurs électroniciens du
côté des détecteurs de particules, de la bio-chimie et de l’astronomie.
L’attention du lecteur est sans cesse relancée par des astuces récoltées dans
la pratique de la conception et de l’enseignement. Chaque explication est
assortie d’exercices pour stimuler l’assimilation active des connaissances.
Les préalables théoriques requis sont succincts.
Paul Horowitz est professeur de physique à l’université Harvard.
Winfried Hill, est chercheur et Directeur du Département d’Electronique
du Rowland Institute For Science.
vol 7 : 538 pages
vol 2 : 6 3 7 pages
17 x 24 cm
17 x 24 cm
couverture cartonnée
couverture cartonnée
249 FF
249 FF