L`amplificateur audio.

PROJET
D’ELECTRONIQUE
ANALOGIQUE
2008-2009
L’amplificateur audio.
PEPITONE Kévin
RAGOT Lise
Electronique
Première année
Groupe G1
SOMMAIRE
Index des Figures -------- p2
Première partie :
1. Project overview and specifications. -------- p3
a. Specifications
b. Presentation
2. Operational amplifier structure. -------- p4
3. Push-pull power stage using MOS transistors. Amplifier
classes. Why Class B is more effective. -------- p4
a. Choice of the class
b. The Push-pull
4. Layout using an ideal current generator to eliminate
crossover distortion. -------- p6
a. Crossover distortion
b. Solution in order to eliminate crossover distortion
Deuxième partie :
5. Amplificateur de tension. -------- p11
6. L’étage d’entrée de type amplificateur différentiel. --- p12
7. La contre réaction globale. -------- p14
8. Le filtre d’entrée. -------- p15
9. Complément : la régulation de la température. -------- p16
Conclusion -------- p17
ANNEXE 1 : Dossier de fabrication. -------- p19
ANNEXE 2 : TP1 – Amplificateur de puissance classe B. --- p28
ANNEXE 3 : TP2 – Amplificateur différentiel. -------- p35
1
INDEX DES FIGURES
Première partie :
Figure 1 : Amplifier schematic.
Figure 2 : Amplifier control and band-width filter schematic.
Figure 3 : Common collector assembly with both MOS transistors.
Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph.
Figure 5 : NMOS transistor schematic.
Figure 6 : NMOS transistor charactéristic.
Figure 7 : Push-pull schematic without distortion.
Figure 8 : Push-pull and current generator schematic with various value.
Figure 9 : Parametric study graph.
Figure 10 : Push-pull and current generator schematic with r=4200Ω.
Figure 11 : Graph without distortion.
Figure 12 : Push-pull schematic with current mirror.
Deuxième partie :
Figure 13 : Amplificateur de tension.
Figure 14 : Amplificateur de tension et condensateur.
Figure 15 : Schéma de l’amplificateur différentiel.
Figure 16 : Amplificateur différentiel en petits signaux.
Figure 17 : Schéma du montage avec l’amplificateur différentiel.
Figure 18 : Rétroaction de l’amplificateur.
Figure 19 : Montage de la rétroaction
Figure 20 : Schéma du filtre.
Figure 21 : Fonctionnement du filtre.
Figure 22 : Etage de régulation de la température.
Annexe 1 :
Figure 23 : Schéma global de l’amplificateur audio.
Figure 24 : Etage de routage de la carte sur le logiciel Orcad Layout .
Figure 25 : Schéma représentant l’emplacement des composants sur la carte.
Figure 26 : Aperçu du typon de notre carte électronique.
Figure 27 : Typon de notre carte électronique sur sa face inférieure.
Figure 28 : Typon de notre carte électronique sur sa face supérieure.
Figure 29 : Amplificateur audio.
Figure 30 : Oscillogramme qui nous a permis de trouver une amplification de 13,6.
Figure 31 : Oscillogramme pour un signal d’entrée à 20Hz.
Figure 32 : Oscillogramme pour un signal d’entrée à 20kHz.
Figure 33 : Oscillogramme pour un signal d’entrée carré à 1kHz.
Figure 34 : FFT du signal d’entrée (sinus à 1kHz).
Figure 35 : FFT de notre signal de sortie.
2
PREMIÈRE PARTIE
1. Project overview and specifications.
a. Specifications
This project aimed to design and make an audio amplifier which delivers a power higher or equal to
10W.
However, this amplifier must be a HIFI amplifier. So it is necessary to respect the specifications :
-
Load impedance : 8Ω
-
Input impedance : higher than 1kΩ
-
Output maximum power : 10W for a level of input tension equal to 1V
-
Rate of distortion lower or equal to 0,1%
-
Band-width included between 20Hz and 20kHz (equivalent to the audible band frequency)
b. Presentation
An amplifier is a device that enables an input signal to monitor an output signal. The output signal
had some of the characteristics of the input signal but it was generally larger in terms of voltage,
current, or power. In order to listen to the output signal, the amplifier was linked to a speaker.
The amplifier can be represented with this schematic :
Figure 1 : Amplifier
schematic.
The first step was to choose the amplifier so that the specifications are respected. This amplifier must
contain a current and a voltage amplifier at the same time.
3
2. Operational amplifier structure.
The amplifier was composed of two parts :
-
The first one was the amplifier which is used to perform the signal;
-
The second one was the filter which selects the band-width [20Hz;20kHz].
The filter was placed before the amplifier. However, when the filter is before the amplifier, the
amplifier does not amplify noise. So, two resistors R1 and R2, permitting amplifier stability, was used
to control the amplifier.
The amplifier structure could be resumed thanks to this schematic :
Where α =
R1 .
R1 + R 2
Figure 2 : Amplifier control and band-width filter schematic.
3. Amplifier classes. Why Class B is more effective. PushPull power stage using MOS transistors.
a. Choice of the class
The end stage of the device requires the signal current to be amplified. Several solutions can be used
in order to amplify this current : A or B power amplification class. A and B classes are the most
common amplifier used.
The A class was eliminated for this project because it uses 100% of the input signal. There is neither
saturation nor blockage. Therefore the biasing conditions imposed I S 0 ≠ 0 ⇒ VS 0 ≠ 0 .
Consequently the power efficiency was reduced.
So, the schematic was designed with a B class amplifier. Indeed, it presented fewer advantages in this
project : crossover distortion was lower and power was more important.
4
b. The Push-Pull
The Push-pull schematic is composed of two MOS transistors : the first one is a N canal transistor
whereas the second one is a P canal transistor. Each transistor is linked at a Vcc or –Vcc generator
and has a voltage threshold noted VT.
When VT < VE , the MOS transistor T1 is on whereas T2 is blocked. T1 pushes the current coming
from +Vcc toward the output and the resistor RL . Current is taken off the load by T1 . When VT > VE
, the MOS transistor T1 is blocked whereas T2 is on. T2 pulls the current coming from RL toward the
generator −Vcc . So, T2 brings current in the load.
Both transistors, having the same gain, constitute common collector assembly. They are polarized by
the previous stage. Moreover, they worked thanks to two power supplies which were continuous
and symmetric compared with the ground. The current which circulated in the charge ( RL = 8Ω ) ,
was generated by both transistors in turn.
Here is the schematic of the Push-pull :
In this schematic, T1 is named T7 and
T2 is named T8.
Figure 3 : Common collector
assembly with both MOS
transistors.
The bulk connections could be noted : N-type bulk was connected to the lowest voltage in this case Vcc and the P-type was connected to the highest voltage in the case Vcc.
5
4. Crossover distortion. Layout using an ideal current
generator to eliminate crossover distortion
a. Crossover distortion
A distortion phenomenon is created by Push-pull assembly. This crossing distortion phenomenon is
due to the two blocked transistors. It could be noticed thanks to the simulation software :
Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph.
The output voltage was not linear but stopped at 0V during the crossing distortion phenomenon. This
0V stage ran during the both VT voltage that was around 4V.
b. Solution in order to eliminate crossover distortion.
To eliminate this phenomenon a voltage was created and compensated the stage.
This voltage depends on transistor models used in the design stage. In order to know the value of this
voltage, the transistor schematic and its characteristic was studied.
Here is the study of the NMOS transistor :
6
Figure 5 : NMOS transistor
schematic.
Figure 6 : NMOS transistor characteristic.
Thanks to the simulation, the transistors VT voltage could be seen around 2V.
Thus, a schematic which generated a 2VT voltage was made, like in the Figure 7. After measures, the
generator value was around 4,2V.
Figure 7 : Push-pull schematic
without distortion.
7
In order to create this 2VT voltage, a potentiometer, of r value, was used in series with a current
generator. So, the resistor was between GT1 and GT2 and the current generator was between GT2 and
–Vcc, as the following figure shows it.
Figure 8 : Push-pull and
current generator schematic
with various r value.
The generator current had to generate a current I0=1mA. Consequently, the resistor value was
determined by a simulation in order to have this current and the 2VT voltage. Indeed the resistor
voltage was V≈2VT i.e. V =r. I0, thus, the resistor value was r=4200Ω. With a view to determine r
value, a parametric study was used :
Figure 9 : Parametric study graph.
8
With the theoretical study, the graph was plotted from r=3800Ω to r=4400Ω. The best r value was
r=4200Ω. So, for r=4200Ω the next schematic and characteristic were drawn :
Figure 10 : Push-pull and
current generator schematic
with r=4200Ω.
Figure 11 : Graph without distortion.
However, the most important problem is that the current generators cannot be controlled.
As a result, the current generator was replaced by a system with resistors and a transistor. This
solution created an amplifier controller with a current mirror, like the figure 12 shows it.
9
Figure 12 : Push-pull
schematic with current
mirror.
10
DEUXIEME PARTIE
5. Amplificateur de tension.
En entrée du montage Push-Pull, nous avons placé un étage ayant pour but d’amplifier la tension. Cet
amplificateur de tension nous permet d’avoir en sortie la puissance imposée par le cahier des
charges.
L’étage amplificateur de tension est constitué d’un transistor NPN :
Figure 13 : Amplificateur
de tension.
Par la suite, nous placerons un condensateur de 220pF entre l’émetteur et le collecteur de ce
transistor afin d’avoir une marge de phase de 45° comme nous le montre le schéma ci-dessous :
Figure 14 : Amplificateur de
tension et condensateur.
11
6. L’étage d’entrée de type amplificateur différentiel.
Pour un bon fonctionnement de notre amplificateur audio, nous avons réalisé une contre réaction.
Dans le but d’asservir notre système nous avons réalisé un amplificateur différentiel. Cet
amplificateur a été conçu à l’aide de 2 transistors NPN.
Voici le montage de l’amplificateur différentiel que nous avons réalisé :
Figure 15 : Schéma de
l’amplificateur différentiel.
Dans un premier temps, nous avons utilisé une source de courant à la place de la résistance R’.
Dessinons le schéma en petits signaux de l’amplificateur différentiel :
Figure 16 : Amplificateur
différentiel en petits
signaux.
On a alors pu calculer l’amplification en mode différentiel et en mode commun :
Ad =
Ac =
vs
vd
vs
vc
=−
ve1 =− ve 2
gm
⋅ Rc
2
=−
ve1 = ve 2 = vc
β 0 ⋅ Rc
R
− c
rbe + 2 ( β 0 + 1) R '
2R '
On remplace le générateur de courant par la résistance R’.
12
Voici le schéma de l’amplificateur différentiel relié à la partie du montage déjà étudiée :
Figure 17 : Schéma du montage
avec l’amplificateur différentiel.
Pour choisir les valeurs de la résistance R’ et du potentiomètre Rc, nous avons du respecter les 3
conditions suivantes :
- Les transistors T3 et T4 doivent fonctionner en régime linéaire :
Vcc − Rc ⋅
I 0'
= VB 0 avec VB ∈ [VB 0 − 30mV ;VB 0 + 30mV ]
2
donc Rc ⋅
I 0'
I'
I'
≈ Vcc − VB 0 ⇒ Rc ⋅ 0 ≈ −Vbe 4 ⇒ Rc ⋅ 0 ≈ 0, 7V
2
2
2
'
On doit alors avoir Rc ⋅ I 0 ≈ 2 × 0,7 = 1, 4V ;
-
Rin Rout or Rin = rbe4 ≈ 4,7kΩ et Rout = Rc donc on doit avoir 4,7k Ω Rc ;
-
I 0' ne doit pas être trop élevé et donc Rin ne doit pas être trop faible.
'
On choisit alors de prendre R ' = 2200Ω . On a alors I 0 = 8,8mA et Rc = 169Ω . On va donc choisir
un potentiomètre Rc pouvant avoir une résistance de 169Ω.
13
7. La contre réaction globale.
Un amplificateur audio permet d’amplifier un signal sonore. Cependant, pour que cet amplificateur
soit de bonne qualité, le signal à amplifier ne doit être ni déformé ni décalé par l’amplificateur.
Or, un circuit électrique peut être altéré par de nombreux éléments comme le milieu extérieur.
C’est pour cette raison que nous avons introduit un système de contre-réaction :
Figure 18 : Rétroaction de
l’amplificateur.
On a ici Vs = A ⋅ (Ve − αVs ) donc
Nous voulons ici avoir A Or nous savons que α =
1
α
Vs
A
1
1
1
R1
.
=
=
quand A où α =
α
R1 + R 2
Ve 1 + α A α + 1 α
A
. Pour cela, nous allons déterminer α de manière à ce que α ⋅ A 1 .
R1
. Nous devons alors choisir les valeurs de R1 et R2 permettant de
R1 + R 2
remplir cette condition. Ces résistances font partie de la boucle de rétroaction, comme nous le
montre le schéma suivant :
ε = Ve − αVs et α =
R1
R1 + R 2
Figure 19 : Montage de
la rétroaction.
14
8. Le filtre d’entrée.
D’après le cahier des charges de notre amplificateur audio, nous devons créer un amplificateur
fonctionnant sur une bande passante allant de 20Hz à 20kHz. Cette bande correspond à la bande de
fréquence audible par l’oreille humaine. Nous avons donc aucun intérêt à amplifier des fréquences
autres que celles comprises entre 20Hz et 20kHz. C’est pour cette raison que nous avons placé en
entrée du montage un filtre passe bande.
Voici le schéma du filtre réalisé :
Figure 20 : Schéma
du filtre.
L’ensemble {R6 ;C3} forme un filtre passe bas qui a une fréquence de coupure de 20Hz et qui permet
de couper toutes les fréquences supérieures à 20kHz.
Sa transmittance est H PB ( jω ) =
1
1
1
. Soit H PB ( jω ) =
avec ω0 =
donc
ω
1 + jR6C3ω
R
C
6
3
1+ j
ω0
f0 =
1
1
. Or nous savons que f 0 = 20kHz donc R6C3 =
. Nous avons choisi de
40000π
2π R6C3
prendre R6 = 820Ω et C3 = 9,7nF .
L’ensemble {R7 ;C4} forme un filtre passe haut qui a une fréquence de coupure de 20Hz et qui permet
de couper toutes les fréquences inférieures à 20Hz.
ω
jR7 C4ω
ω0
1
Sa transmittance est H PH ( jω ) =
. Soit H PH ( jω ) =
avec ω0 =
donc
ω
1 + jR7C4ω
R
C
7
4
1+ j
ω0
j
f0 =
1
1
. Or nous savons que f 0 = 20Hz donc R7 C4 =
. Nous avons choisi de prendre
40π
2π R7C4
R7 = 4,7k Ω et C4 = 1,7µ F .
Voici un schéma permettant de résumer le fonctionnement de ce filtre :
15
Figure 21 :
Fonctionnement du
filtre.
9. Complément : la régulation de la température.
Revenons à l’étage Push-pull. Cet étage est composé de deux transistors MOS. Ces deux
transistors produisent de la chaleur. En effet, plus le gain en courant augmente plus ils
produisent de la chaleur. C’est pour cela que nous avons ajouté 4 résistances de faible valeur.
Ces 4 résistances de 1Ω ajoutées en série avec les sources des transistors permettent alors une
régulation de la température.
Figure 22 : Etage de régulation
de la température.
D’autre part, lors de la réalisation de notre amplificateur audio, nous avons utilisé des radiateurs
pour chacun des transistors MOS. Ces radiateurs nous permettent une meilleure diffusion de la
chaleur produite par les transistors.
16
CONCLUSION
Ce projet nous a permis de concevoir un amplificateur audio. Pour arriver à le réaliser, nous avons
dû suivre plusieurs étapes :
- Conception du circuit électronique à l’aide du logiciel Orcad afin de respecter le cahier des
charges ;
- Préparation à la réalisation de la carte électronique (routage) ;
- Préparation de la carte électronique (impression du circuit imprimé et perçage de la carte) ;
- Mise en place des composants (soudures) ;
- Phase de test de la carte électronique ;
- Aboutissement final : branchement de la carte alimentée à une source audio et une enceinte.
L’amplificateur audio est un sujet complet qui fait à la fois intervenir des transistors bipolaires et des
transistors MOS d’une part et qui permet l’étude de nombreux étages très différents les uns des
autres, d’autre part. En effet, nous avons été amenés à étudier un montage Push-pull, un
amplificateur de courant, un amplificateur de tension, un amplificateur différentiel ainsi qu’un filtre.
Cependant, nous avons dû aller jusqu’à la phase de réalisation. Pour cette raison, nous avons été
obligés de tenir compte des contraintes de température.
17
ANNEXES
18
ANNEXE 1
DOSSIER DE FABRICATION
Grâce au logiciel Orcad, nous avons pu réaliser de nombreuses simulations. Ces simulations nous ont
permis de mettre au point le schéma global de notre amplificateur audio. Ainsi, par la suite, nous
avons pu, à partir du schéma global obtenu, réaliser notre carte électronique.
Dans cette annexe, nous allons nous intéresser à la conception de la carte électronique.
Le schéma électronique global a été construit sous le logiciel Orcad. Nous avons positionné les points
tests, qui nous ont permis de réaliser des mesures pratiques sur notre carte électronique, les masses,
les alimentations +20V et -20V ainsi que les cavaliers.
Tout d’abord nous allons vous présenter le schéma électronique global correspondant à notre
amplificateur audio :
Figure 23 : Schéma global de
l’amplificateur audio.
Intéressons nous, à présent, à la fabrication de la carte.
Dans un premier temps, le logiciel Orcad nous a permis de placer les composants sur la carte. C'est-àdire de faire l’étape de routage de la carte.
19
Figure 24 : Etape de routage de la carte sur le
logiciel Orcad Layout.
Nous noterons que les pistes de la partie puissance sont deux fois plus larges que les autres.
Pour cela, nous avons dû modifier les empreintes des composants, c'est-à-dire les Footprint. Nous
avons respecté le tableau suivant :
Résistance 1/4W
Résistance 1/2W
Cavalier + Résistance RL
Potentiomètre :
- Rc
- R
Condensateur polarisé
Condensateur non polarisé
Condensateur céramique
Plot
Point test
resA
resB
rK25
trimB
pt-D
chimA
capA
capcK05
pl1-B
cn1A
20
Voici l’emplacement des composants que nous avons choisi sur la carte :
Figure 25 : Schéma
représentant
l’emplacement des
composants sur la carte.
L’emplacement des composants a été réalisé de manière à ce qu’il y ait le moins possible de vias.
Cependant, nous nous sommes aussi attardés sur l’esthétique de la carte. C’est pour cette raison que
les résistances sont regroupées, les cosses poignards alignées, les transistors, condensateurs et
potentiomètres sont placés ensembles.
D’autre part, Orcad nous a permis d’avoir une vue globale de notre typon.
Figure 26 : Aperçu du typon de
notre carte électronique.
21
Sur ce typon, nous remarquerons que le circuit imprimé en vert correspond au dessous
dess
de notre
carte alors que celui en marron correspond
c
au dessus.
En effet le nombre important de composants et la volonté de produire une carte électronique
esthétique, ne nous a pas permis d’avoir l’ensemble du circuit imprimé sur la face inférieure.
De plus nous avons routé des pistes de largeur supérieure pour la partie puissance.
Toujours à l’aide du logiciel Orcad, nous avons
avons imprimé le typon sur papier transparent pour réaliser
le typon
on sur notre carte électronique.
Voici le typon sur sa face inférieure
inférieur :
Figure 27 : Typon de notre carte
électronique sur sa face inférieur.
Et voici la face supérieure du typon :
Figure 28 : Typon de notre carte
électronique sur sa face
supérieure.
22
Nous allons pouvoir à présent procéder à la phase de perçage de la carte en respectant les diamètres
des pattes des composants. Puis, nous avons soudé l’ensemble des composants à la carte
électronique percée.
Voici un aperçu de la face supérieure de notre carte électronique :
Figure 29 : Amplificateur audio.
Effectuons à présent des mesures sur notre carte électronique pour VCC = 15V et −VCC = −15V .
Nous plaçons en sortie une résistance de charge de RL = 8Ω . On injecte alors en entrée un sinus de
fréquence 1kHz et de Vpp=1V.
23
Voici ce que l’on relève à l’oscilloscope :
Figure 30 :
Oscillogramme qui
nous a permis de
trouver une
amplification de
13,6.
En plaçant en entrée un signal sinusoïdal de fréquence 1kHz et de Vpp=1V on obtient en sortie un
signal sinusoïdal d’amplitude 13,6V. On remarque alors que les temps de montée en entrée et en
sortie sont équivalents : 272µs pour le signal d’entrée et 293µs pour le signal de sortie.
D’autre part, nous mesurons les temps de descente : 273µs pour le signal d’entrée et 293µs pour le
signal de sortie (il est équivalent a celui de la montée).
Nous allons à présent déterminer la bande passante de notre amplificateur audio.
Pour cela, nous avons relevé le signal pour une entrée placée à 20Hz puis à 20kHz.
Voici la courbe obtenue pour une entrée à 20Hz :
Figure 31 :
Oscillogramme pour
un signal d’entrée à
20Hz.
24
Voici la courbe obtenue pour une entrée à 20kHz :
Figure 32 :
Oscillogramme
pour un signal
d’entrée à 20kHz.
Nous mesurons une bande passante comprise entre 16Hz et 20kHz, semblable à ce qui est demandé
dans le cahier des charges. Nous pouvons estimer que l’écart est dû au fait que l’on a utilisé des
composants normalisés pour réaliser notre circuit électronique.
Appliquons à présent un signal carré en entrée de fréquence 1kHz et de manière à avoir 10Vcc de
notre amplificateur audio :
Figure 33 :
Oscillogramme pour
un signal d’entrée
carré à 1kHz.
Nous obtenons également un signal carré en sortie.
25
Maintenant, avec en entrée un signal sinusoïdale de fréquence 1kHz réglée pour avoir 20Vcc en
sortie, relevons le spectre de sortie grâce à la fonction FTT des oscilloscopes Tectronix.
Voici le spectre d’entrée :
Figure 34 : FFT
du signal
d’entrée (sinus à
1kHz).
Voici le spectre de sortie :
Figure 35 : FFT de
notre signal de
sortie.
L’amplification réalisée par notre circuit électronique est de 13,6dB. Cette valeur est vérifiable sur
notre spectre de Fourier. En effet, entre la première harmonique en entrée et la première
harmonique en sortie, on a un écart de 1,3 carreau. Or l’échelle correspond à 10dB/carreaux, ce qui
nous fait une amplification de 13dB.
26
Nous remarquons que la 2eme harmonique à 2kHz est 1000 fois plus petite que celle à 1kHz. On a
donc un taux de distorsion qui est quasiment nul. On ne déforme pas le signal d’entrée. On respecte
donc bien le cahier des charges.
Pour conclure, nous pouvons remarquer que notre amplificateur remplit bien la condition d’amplifier
uniquement les fréquences comprises entre 20Hz et 20kHz avec un taux de distorsion harmonique ne
dépassant pas 0,01%.
27
ANNEXE 2
TP AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE EN
CLASSE B
Dans ce TP, nous allons étudier un amplificateur de puissance Audio Fréquence à transistors
complémentaires.
Voici le montage que nous étudions :
Nous limitons le courant d’alimentation à 300mA .
28
I)
Distorsion de croisement.
Traçons tout d’abord la caractéristique de transfert entre l’entrée E et la sortie S soit VS = f (VE ) :
Nous observons une non-linéarité
linéarité de la caractéristique de transfert VS = f (VE ) autour de 0. Cette
non-linéarité correspond à la zone de la distorsion de croisement. Dans cette zone, on
o a
−2V < VE < 2V , donc VGS < VT = 25mV . Les deux transistors MOS Q3 et Q4 sont alors bloqués
en même temps et la sortie est nulle.
Pour VGS > VT , les transistors sont passants, la sortie est alors de même signe que l’entrée, avec un
gain d’environ 1.
Puis traçons les caractéristiques VE ( t ) et VS ( t ) (avec VS = 6V pp et VE ( t ) sinusoïdale à 150 Hz )
après avoir ajouté un offset au niveau du générateur pour centrer la courbe VS ( t ) :
29
Nous pouvons observer en sortie le phénomène de distorsion.
Les deux transistors Q3 et Q4 forment alors un montage Push-pull.
Push
En effet, nous retrouvons bien dans ces courbes les caractéristiques d’un montage Push-pull
Push
:
-
Lorsque VT < VGS avec VT = 25mV , le transistor MOS Q3 est passant alors que Q4 est
-
bloqué. Q3 pousse le courant venant de +Va vers la sortie et vers la résistance
résistanc RL . Q3
enlève du courant de la charge.
Lorsque VT > VGS , le transistor MOS Q3 est bloqué alors que Q4 est passant. Q4 tire alors le
courant venant RL vers l’alimentation de 10V . Q4 apporte donc du courant dans la charge.
Ce montage est bien constitué de deux transistors : un pour amplifier la partie négative du signal, et
le second pour amplifier sa partie positive. Les deux parties du montage sont donc amplifiées
séparément ce qui permet d’avoir des puissances d’amplification supérieures à celles que l’on aurait
eues si l’on avait utilisé un montage constitué d’un seul étage.
es drains des deux transistors étant tous deux reliés à la masse, il s’agit là d’un
D’autre part, les
montage drain commun.
Lorsque les deux transistors Q3 et Q4 ne sont pas bloqués, nous pouvons noter que VS ( t ) = 1V
quand VE ( t ) = 3V . L’amplification en tension entre E et S est donc de 1 .
3
30
II)
Etude de la polarisation de l’étage de sortie.
Nous allons désormais polariser légèrement l’étage de sortie de manière à ce que les transistors Q3
et Q4 ne soient pas bloqués au repos.
Le courant de repos est faible : les transistors seront alors tous les deux passants en petits signaux et
alternativement bloqués et passants lorsque l’amplitude du signal est forte.
La distorsion de croisement est ainsi pratiquement annulée lorsque le signal est faible.
1°) Montage avec la résistance R2 et le générateur de courant.
Nous utilisons alors le montage suivant :
Nous souhaitons dimensionner R1 pour avoir un courant I1 = 1mA .
Or d’après la loi des mailles, nous pouvons écrire 10V + VR 2 − VE − R1 I1 − VCE1 + VCE 2 = 0
⇒ 10V + VR 2 − VE − R1 I1 = 0
⇒ 10V + VR 2 − VE = R1 I1
⇒ R1 =
10V + VR 2 − VE
I1
En prenant VR 2 = 2,5V ( VR 2 varie donc bien entre 2V et 3V ) on a R1 =
R1 = 9,5k Ω .
31
10 + 2,5 − 3
soit
1 ⋅ 10 −3
Nous allons utiliser une valeur normalisée de R1 donc on prend R1 = 6,8k Ω . On a alors
I1 = 1,38mA .
Dans un premier temps, nous testons le miroir de courant seul. Lorsque le transistor C2 est relié à la
masse, I 2 = 435µ A . Au cours du temps, nous observons que le courant I2 augmente. Ceci est
principalement du au fait que le transistor chauffe.
2°) Mesures.
Nous notons, d’après nos observations, que pour des amplitudes faibles, lorsque la valeur de la
résistance R2 diminue, la distorsion diminue également.
Nous réglons alors R2 pour avoir un signal non déformé. Le
Le courant de repos que l’on mesure dans
Q3 est alors égal à Q3 = 9mA .
Ainsi, nous relevons la nouvelle caractéristique VS = f (VE ) :
32
III)
Amplificateur Push Pull en classe B.
1°) Fonctionnement.
Nous pouvons prévoir que les formes d’ondes des courants I3 et I4 sont des demi-sinus.
demi
2°) Théorie.
Notons Vm l’amplitude crête de Vs ( t ) .
Nous souhaitons exprimer Pu et Pa lim en fonction des grandeurs mesurées, c'est--à-dire Vm , I a lim et
de Va , RL .
Vm2
Expression de la Puissance utile : Pu =
2 RL
Expression de la Puissance d’alimentation : Pa lim =
2Va ⋅ Vm
π RL
Pu
Vm2
πV
π RL
⇒η =
×
= m
Expression du rendement : η =
Pa lim
2 RL 2Va ⋅ Vm 4Va
Expression de la puissance dissipée : Pd = Pa lim − Pu
2Va ⋅ Vm Vm2
4Va ⋅ Vm − π Vm2 Vm ⋅ ( 4Va − π Vm )
⇒ Pd =
−
=
=
π RL
2 RL
2π RL
2π RL
3°) Mesures et résultats.
Pour des amplitudes Vm = 3V de , voici les images en tensions des courants I3 ( t ) et I 4 ( t ) :
33
Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour Vm = 3V (avec RL = 39Ω et Va = 10V ) :
Théorique littérale
Théorique
numérique
Pratique formule
Pratique
numérique
/
/
/
3V
24, 5mA
/
15mA
Vm
Pa lim
Pa lim
Pd =
η
Veff2
2V ⋅ V
= a m
π RL
489, 7 mW
Vm2
2 RL
115, 4mW
218mW
374, 3mW
16mW
Pu =
Pu
Pd
Vm
π RL
I a lim =
I a lim
Vm ⋅ ( 4Va − π Vm )
2π RL
η=
π Vm
4Va
134mW
RL
235, 6mW
Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour Vm = 6V (avec RL = 39Ω et Va = 10V ) :
Théorique littérale
Théorique
numérique
Pratique formule
Pratique
numérique
/
/
/
6V
Vm
π RL
48, 9mA
/
2Va ⋅ Vm
π RL
979, 4mW
Vm
I a lim =
I a lim
Pa lim
Pa lim =
Pu =
Pu
Pd
η
Pd =
Vm2
2 RL
Vm ⋅ ( 4Va − π Vm )
2π RL
η=
π Vm
4Va
461, 5mW
517, 9m W
471, 2m W
34
ANNEXE 3
TP AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL
Dans ce TP, nous cherchons à étudier la structure de base d’un amplificateur différentiel et à le
caractériser grâce à ses paramètres que nous allons mesurer.
D’autre part, nous nous intéresserons aux miroirs de courant.
1ere PARTIE : Structure élémentaire.
Où les transistors T1 et T2 sont issus du circuit intégré CA3083.
A) Etude théorique
Question 1)
Soit la tension de mode commun VC ( = Ve1 = Ve 2 ) .
D’après la loi des mailles, on a Vee + R ⋅ I 0 + VBE 0 = Ve 2
Donc I 0 =
Ve 2 − Vee − VBE 0
V − Vee − VBE 0
⇒ I0 = C
R
R
Application numérique pour VC = 0 (on prend VBE 0 0,6 ) :
I0 =
15 − 0, 6
d’où I 0 0,96mA
15.103
35
Question 2)
La dynamique maximum de sortie crête à crête, notée D , vaut D = 2 min ( DS ; DB ) où DS
correspond à la limite due à la saturation du transistor T2 et DB à la dynamique due au blocage de T2
.
Or d’après la loi des mailles, on a VS = Vcc − RC ⋅ IC .
Cependant, on peut également écrire VS = Ve 2 + VCB = Ve 2 + VCE − VBE 0 or VBE 0 0,6
Donc VS = Ve 2 + VCE − 0,6 .
D’où DS = VS 0 − VS
I0
2
VCE 2 =VCEsat
= Vcc − RC ⋅
I0
− Ve 2 + 0, 6 − VCEsat car le courant circulant dans RC est
2
.
Et DB = VS
IC 2= 0
− VS 0 = RC ⋅
I0
2
La dynamique de sortie est maximale pour DS = DB .
Avec VC = 0 on doit avoir R ∼ RC pour optimiser la dynamique.
Question 3)
Voici le schéma équivalent dynamique de l’amplificateur différentiel :
Question 4)
a) En mode différentiel, la loi des mailles nous permet d’écrire :
(1) ⇒ ve1 = rbe ⋅ ib1 + R ⋅ ( β 0 + 1) ⋅ ( ib1 + ib 2 )
( 2 ) ⇒ ve 2
= rbe ⋅ ib 2 + R ⋅ ( β 0 + 1) ⋅ ( ib1 + ib 2 )
D’autre part on a ve1 = −ve 2 =
vd
et si les deux transistors T1 et T2 sont identiques, on a également
2
ib1 = −ib 2 .
36
Dans la résistance R , il n’y a donc aucun courant variable d’où I 0 est constant et i0 est nul.
b)
* Ad =
vs
vd
vs = − RC β 0 ib 2
vd = ve1 − ve 2 = rbe ( ib1 − ib 2 ) = −2rbe ⋅ ib 2
or 
ve1 =ve 2 =
Donc Ad =
vd
2
RC β 0
R
d’où Ad = g m ⋅ C
2rbe
2
vs = − RC β0 ib 2

or vc = rbe ⋅ ib 2 + R ( β0 + 1)( ib1 + ib 2 ) = ib 2 ( rbe + 2 R ( β0 + 1) )

ve1 = ve 2 = vc
2 ib 2

− RC β0
D’où Ac =
rbe + 2 R ( β0 + 1)
v
* Ac = s
vc
* Rout =
vs
is
vs = − RC β 0 ib 2
is = − β 0 ib 2
or 
ve1 = ve 2 = 0→ib 1 =ib 2 = 0
D’où Rout = RC
* Rmd =
vd
ib1
ve1 =ve 2 =
vd
2
or vd = rbe ⋅ ib1 − rbe ⋅ ib 2 = rbe ( ib1 − ib 2 ) = 2rbe ⋅ ib1
2 ib1
D’où Rmd = 2rbe
* Rmc =
vc
ib1 + ib 2
D’où Rmc =
=
ve1 = ve 2
vc
or vc = ib 2  rbe + 2 R ( β 0 + 1) 
2ib 2
rbe
+ R ( β 0 + 1)
2
c) Applications numériques avec VC = 0 , RC = 22k Ω , β0 = 220 et VT = 25mV :
VT
25 ⋅ 10−3
I
0
= 10, 4k Ω
Calcule de rbe : rbe = β 0
avec I C 0 =
donc rbe = 200 ×
2
IC 0
0, 48 ⋅ 10−3
On a alors Ad = 211,54 , Ac = −0, 728 , Rout = 22k Ω , Rmd = 20,8k Ω et Rmc = 3020k Ω .
37
B) Mesures
Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous
ci
:
1) Etude statique
a)
Manipulation : On place des fils en 2 et 4, des résistances de 22kΩ
22k en 10 et 11, et des résistances de 10kΩ
10k en 3
et 7.
Lieu de la mesure effectuée au
voltmètre
Tension mesurée
Entre la masse et le point B1
Vb10 = 22,8mV
Entre la masse et le point B2
Vb 20 = 22,5mV
Aux bornes de
RC (11)
Vc10 = 10,61V
Aux bornes de
RC (10)
Vc 20 = 10,64V
Donc β1 =
I c10
I
d’où β1 = 211 et β 2 = c 20 donc β 2 = 215 .
I b10
I b 20
38
Courant calculé
Vb10
= 2, 28µ A
10 ⋅ 103
V
I b 20 = b 20 3 = 2, 25µ A
10 ⋅ 10
V
I c10 = c10 = 482µ A
RC
I b10 =
I c 20 =
Vc 20
= 484µ A
RC
b)
Manipulation : On enlève les deux résistances de 10kΩ en 3 et 7 que l’on remplace par des fils.
Lieu de la mesure effectuée au
voltmètre
Tension mesurée
Courant calculé
Aux bornes de
RC (11)
Vc10 = 10,69V
I c10 =
Vc10
= 486µ A
RC
Aux bornes de
RC (10)
Vc 20 = 10,60V
I c 20 =
Vc 20
= 482 µ A
RC
D’où le rapport γ d =
I c 20
donc γ d = 0,992 .
I c10
2) Etude dynamique en petit signal
a)
Manipulation : On a toujours les résistances de Rc=22kΩ en 10 et 11. On place des fils en 3, 4 et 9. On alimente
au point E et on relie E à la masse. Pont diviseur résistif en sortie du générateur : 10Ω en 2 et 10kΩ en 1.
Le GBF qui alimente le circuit délivre une tension vepp = 2mV .
* Mesure de Ad =
vs
vd
:
v
ve1 =ve 2 = d
2
vspp = 700mV

On a alors 
⇒ Ad = 175
2vepp
v
=
=
4
mV
 d
1000

* Mesure de Ac =
vs
vc
:
ve1 = ve 2 = vc
vspp = 1, 4mV

On a 
⇒ Ac = −0,70
vepp
= 2mV
vc = ve1 = ve 2 =
1000

b) Soit TRMC le taux de réjection de mode commun.
A 
TRMC = 20 ⋅ log  d  ⇒ TRMC = 47,9dB
 Ac 
c) En théorie, nous avons TRMCth = 47, 2dB . L’écart entre la théorie et la valeur déduite des mesures
est dû à l’imprécision sur les résistances qui appartiennent à la norme 12 et aux erreurs de mesures.
39
3) Etude en mode différentiel grand signal
Manipulation : On place Rc=15kΩ en 10 et 11 et des fils en 1, 3, 4 et 9.
vepp = 26 mV correspond à la limite entre un signal triangulaire et un signal sinusoïdal.
2eme PARTIE : Structure améliorée.
1) Utilisation d’un miroir comme source de courant.
Nous utilisons le miroir de courant suivant :
A) Etude théorique
Question 1)

I E 2 I eb 02
1 
I1 + I 2 = I E1 + I E 2 = I E 2 1 +
=
 car γ m =
I E1 I eb 01
 γm 
Et d’autre part, quant le transistor T2 fonctionne en régime linéaire on a
I E 2 = ( β 2 + 1) I b 2 =
D’où I 2 =
β2 + 1
I
β2 2
I1

1 
1 
1 +
 1 +
 −1
β2 
 γ m 
40
Question 2)
Schéma équivalent du dipôle vu entre les points A et B en tenant compte de l’effet Early :
Avec α =
1
et ρ 2 qui traduit l’effet Early.

1 
1 
1 +
1 +
 −1
γ
β
m 
2 

B) Mesures
Question 1)
On mesure la valeur de I2 , grâce à un ampèremètre que l’on place en (6), pour différentes valeurs
de VAB (que l’on fait varier de 0 à 15V ).
VAB (V )
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
I2 ( mA )
0,95
0,98
0,99
1,01
1,03
1,04
1,06
1,07
1,09
1,10
VAB
11
12
13
14
15
1,11
1,13
1,15
1,16
1,18
(V )
I2
( mA )
Voici la courbe de I 2 = f (V AB ) :
I2 (en mA)
I2=f(VAB)
1,4
1,2
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VAB (en V)
41
a) En extrapolant la courbe pour VAB = 0V on obtient I 2 = 0,93mA .
Le courant I1 est constant pour toute tension VAB :
VR
où VR correspond à la tension mesurée aux bornes de la résistance R de 15k Ω
R
14,3
Donc I1 =
= 953µ A
15 ⋅ 103
Nous pouvons ainsi en déduire la valeur de γ m qui correspond au rapport du courant I2 pris pour
I1 =
VAB = 0V et du courant I1 :
Donc γ m =
I2
930 ⋅ 10−6
⇒ γm =
= 0,98
I1
953 ⋅ 10−6
Question 2)
Nous insérons le dipôle AB à la place de la résistance R dans le schéma que nous avons étudié
précédemment.
Manipulation : Les points C et E sont reliés à la masse. On alimente en E par 10Vpp. On place une résistance de
10Ω en 2, une de 10kΩ en 1, deux résistances de 22kΩ en 10 et 11 et des fils en 3, 5 et 6
a)
Mesure de Ad :
Manipulation : On place un fils en 7.
On a vepp
2vepp

= 20mV
 vd =
= 10V donc 
1000
v = 88V
 s
Donc Ad = 194 .
Mesure de Ac :
Manipulation : On place un fils en 9.
vc = 5mV

vs = 4,38mV
Donc Ac = −0,87
42
2) Utilisation d’un miroir en charge active.
On remplace maintenant les résistances RC par un miroir de courant appelé ci-dessous « charge
active ». On considère donc désormais le schéma ci-dessous :
A) Mesures
Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous :
43
Question 1)
Manipulation : On place un pont diviseur de tension qui va permettre d’atténuer le gain de 40dB. Pour cela, on
place un résistance de 1kΩ
Ω en 1 et une résistance de 10Ω en 3.
Ad =
vs
vd
≈
ve1 =− ve 2
vs
ve1
or on mesure vs = 8, 4V et ve1 = 198µV donc Ad = 42424
ve 2 = 0
44