Analyse et synthèse d`une structure de contrôle vectoriel simplifiée

Volume 50, Number 2, 2009
119
Analyse et synthèse d'une structure de
contrôle vectoriel simplifiée associée au
couple de charge appliquée au moteur
synchrone à aimants permanents
M. SEBBA, S. HASSAINE, Sandrine MOREAU et A. CHAKER
Résumé – L'objectif du présent article est d'améliorer les performances de la commande vectorielle du
moteur synchrone à aimants permanents à rotor lisse en introduisant une structure simplifiée qui utilise un
contrôleur classique de type PID. Nous présentons d'abord, brièvement, le principe de la commande
vectorielle. Après cela nous décrirons la commande en couple en contrôlant le courant, et nous étudierons
l'asservissement de vitesse en employant un ensemble de correcteurs classiques. Ces études sont menées
par: un développement théorique et une mise en œuvre expérimentale. Nous finirons par une évaluation
comparative.
Mots clés – Commande vectorielle, MSAP, régulateur PI, Régulateur PID, MLI vectorielle.
1. INTRODUCTION
Jusqu'à un passé récent, les machines à
courants continus ont été majoritairement
utilisées dans les entraînements à vitesse
variables. En revanche, l'apparition des
machines synchrones à aimants permanents
(MSAP) dans le monde des actionneurs
électriques a joué un rôle crucial dans
l'évolution des systèmes électriques en leur
ouvrant de nouvelles opportunités grâce à leur
fonctionnement
dans
une
ambiance
déflagrante.
La stratégie de pilotage théoriquement la
plus évoluée pour une machine synchrone à
aimants permanents (MSAP) est la commande
vectorielle [1-4]. Elle permet d'obtenir de
bonnes performances même en régime
transitoire. Classiquement, la commande
vectorielle, dite structure de régulation de type
cascade, a été largement utilisée [5-7]. Les
principaux avantages de cette configuration
font que la régulation cascade est d'un usage
industriel très répandu [8,9]. Pour se faire,
deux boucles sont adoptées afin d'obtenir les
réponses souhaitées. Dans un premier temps,
on réalise la boucle interne qui assure la
maîtrise du courant. Ensuite, la synthèse d'une
boucle externe permet d'asservir la vitesse. Le
réglage du courant est réalisé par l'une des
trois méthodes suivantes: la commande par
hystérésis [1-4], la commande par modulation
de largeur d'impulsion de l'onduleur [2,3][10]
et la commande prédictive [11,12]. Quant à
l'asservissement de la vitesse, une correction
proportionnelle intégrale et dérivée (PID) peut
être réalisée [13-15].
Cet article est consacré pour l'étude d'une
structure simplifiée de la commande
vectorielle utilisant des correcteurs dits
conventionnels de type PID. Cette structure
est obtenue en utilisant seulement deux
correcteurs; Un sur l'axe direct et l'autre sur
l'axe en quadrature. Les objectifs de cette
commande concernent principalement la
régulation des courants statoriques et
l'asservissement de la vitesse. Pour dégager
les bonnes performances en régime transitoire
et en poursuite, une étude comparative entre
une structure cascade et celle proposée a été
présentée.
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ACTA ELECTROTEHNICA
120
Ainsi cet article est organisé comme suit;
La première partie est consacrée pour la
modélisation du processus à étudier, le
principe de la commande vectorielle est
présenté dans la seconde partie, une synthèse
détaillée des deux boucles, à savoir, la boucle
de courants et la boucle de vitesse, a été
également présentée, dans la partie suivante,
nous avons présenté la structure de la
commande simplifiée proposée, dans la quelle
nous avons utilisée seulement deux
correcteurs, un pour régler le courant isd et
l'autre pour asservir la vitesse de rotation, la
dernière partie comporte les résultats
expérimentaux obtenus.
2. MODÉLISATION DE LA MSAP
Pour étudier la commande de la MSAP,
on applique généralement aux variables
statoriques des transformations de Park faisant
intervenir l’angle de rotation θ.
dθ
On pose:
=ω
dt
On obtient les équations suivantes :
d
(1)
V sd = R s isd − Lq ω isq + Ld
isd
dt
d
V sq = R s isq + Ld ω isd + Lq isq + ϕ f ω (2)
dt
Le couple développé par la machine
s′écrit :
(3)
C em = 1.5 p (ϕ sd i sq − ϕ sq i sd )
Soit en utilisant seulement les courants :
(4)
C em = 1.5 p (ϕ f i sq + ( L d − L q ) i sd i sq )
L’équation mécanique générale prend la
forme suivante:
J
d2
d
θ + f c θ = C em − C r
2
dt
dt
(5)
Dans cette équation Cr représente le
couple résistant.
Les flux sont reliés aux courants par les
relations suivantes:
ϕ sd = Ld isd + ϕ f
(6)
ϕ sq = Lqisq
(7)
3. COMMANDE VECTORIELLE DU
MSAP
3.1. Principe
Le principe de la commande vectorielle
avec alimentation en tension et commande en
courant permet d'imposer le couple. Or, quel
que soit le but de la commande (régulation de
couple, de vitesse ou de position), le contrôle
des courants reste cependant nécessaire. Ceci
est dû au fait que les courants représentent des
grandeurs mesurables. Leur maîtrise assure le
contrôle vectoriel et garantit, par conséquent,
la protection contre les risques liés aux
surcharges et aux pointes de courant en
régime transitoire tout en saturant, bien
entendu, les valeurs de référence.
L'objectif principal de la commande
vectorielle des MSAP est donc de contrôler le
couple de manière optimale selon un critère
choisi [16].
3.2. Régulation des Courants Statoriques
Nous avons utilisé des régulateurs
classiques de type PI dans une structure par
boucle imbriquée. En effet, deux modes
peuvent être distingués, le mode électrique
rapide (boucles internes) et le mode
mécanique lent (boucle externe). La
séparation des deux modes en question permet
de décomposer un système d'ordre élevé en
plusieurs sous systèmes d'ordre faible. On
obtient une boucle externe et une boucle
interne (imbriquée). La dynamique de la
boucle interne doit être sensiblement plus
rapide que la dynamique de la boucle externe.
La commande par boucle imbriquée est alors
classiquement appliquée à la MSAP,
puisqu'elle permet de contrôler séparément les
courants isd et isq (et donc le couple) et la
vitesse de rotation.
Dans le schéma bloc de la figure.1,
figurent les principaux constituants de la
commande vectorielle, à savoir la boucle de
régulation de vitesse, les boucles internes des
courants isd et isq et les transformations
directe et inverse.
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ω*
PI
-
isq*
Vsq*
PI
-
Vsd
isd*= 0
-
*
T32
P(θ)
PI
121
Vsa*
Vsa
Vsb*
Ond Vsb
MLI
Vsc
Vsc
*
MSAP
θ
isd
isq
ω
Observateur
P(-θ) T22
Calcul de
la vitesse
Fig. 1. Bloc diagramme de la commande vectorielle des MSAP.
La mesure des courants de phases isa et isb
est réalisée en employant deux capteurs de
courants. Après leur filtrage, une conversion
analogique-numérique est effectuée au niveau
de la carte d'interface Dspace 1104, suivie des
transformations de Concordia et de Park. Il en
résulte les grandeurs isd et isq utilisées par la
suite dans la boucle de contrôle des courants.
L'acquisition de la position angulaire permet
le calcul de la vitesse par dérivation
numérique suivie d'un filtrage passe-bas.
La synthèse du correcteur PI des courants
est réalisée par la méthode de compensation
du zéro introduit par ce dernier par le pôle de
la dynamique du courant. Ensuite, l'ajout des
termes de découplage du contrôle des courants
statoriques est fortement préconisé. Ce
découplage rend les axes d et q complètement
indépendants. Il permet aussi d'écrire les
équations de la machine d'une manière simple.
En outre, la synthèse des correcteurs est plus
aisée et le niveau des performances de la
commande est plus élevé [9]. Le gain
proportionnel du correcteur PI a été déterminé
de sorte que la boucle interne du courant soit
dix fois plus rapide que celle en boucle
ouverte.
1) Estimation de la vitesse: Le moteur
utilisé est équipé d'un synchro-résolveur.
L'information issue de celui-ci sollicite
l'interface développée au LAII. Elle est
construite autour du circuit spécialisé AD2S9.
Ainsi, le prélèvement de l'information sur la
position revient à effectuer continûment le
comptage des impulsions en provenance du
codeur incrémental. L'information obtenue
étant alors, une donnée discrète. La vitesse est
déduite de la position par dérivation
numérique. La vitesse ainsi calculée contient
inévitablement beaucoup de bruit. Une
solution
permettant
de
réduire
remarquablement le bruit est l'utilisation d'un
correcteur de vitesse de type PI en vue de
l'observation du couple de charge [17-19]. La
structure de l′observateur est illustrée par la
figure 2.
i sq
ω
3pФf /2
+
PI
+
-
p
Js + fc
ω̂
Ĉ r
Fig. 2. Estimateur de vitesse et de couple.
3.3. Synthèse de la boucle de vitesse
Beaucoup d'applications industrielles
nécessitent la variation de la vitesse de la
MSAP. Cependant, la recherche touchant le
pilotage en vitesse, de celle-ci, est devenue
quasiment incontournable. Dans cette section
une synthèse de la boucle de vitesse est
réalisée.
2) Commande de la vitesse par PI: Une
fois la régulation de la boucle de courant
validée, il est alors possible de mettre en
place, en cascade, une boucle de vitesse
souhaitée. Le schéma bloc de régulation de la
vitesse est le suivant.
Sur la base de la structure de contrôle en
cascade (Fig. 3), on supposera que la
ACTA ELECTROTEHNICA
122
Cr
ω
*
-
K pω
Tiω s
⋅ (1 + Tiω s )
*
isq
1
1 + τ fq s
isq 3
2
pφ f
C em -
p
f c + Js
ω
Fig. 3. Pilotage de la vitesse par PI.
dynamique de la boucle interne est
suffisamment rapide de telle sorte que l'on
puisse admettre que les variables internes (isd
et isq) ont déjà atteint leurs valeurs de
référence et qu'elles se trouvent dans leurs état
stationnaire, c'est-à-dire, que isd = isd* et
isq=isq*. Cela veut dire que la boucle interne de
courant est approximée par un gain unitaire.
Le courant statorique direct est asservi à zéro.
Compte tenu des termes de découplage que
l'on introduit dans les boucles internes et en
compensant le zéro du PI par le pôle de la
partie mécanique du moteur, la fonction de
transfert en boucle fermée par rapport à la
consigne est donnée par:
1
G fv ( s ) =
(8)
1 + τ fv s
Où τ fv =
2J
3 p²φ f K pω
Le gain Kpω est déterminé de manière à
obtenir une dynamique en vitesse ayant la
bande passante souhaitée. En effet, un gain
Kpω = 0.06 permet d'avoir une constante de
temps équivalenteτfv = 0.0903 sec.
Le gain de l'action intégrale se déduit de
la manière suivante:
f
2 fc
Kiω = K pω c =
(9)
3 p ² Φ f τ fv
J
3) Mise en œuvre de la structure de
commande
simplifiée
proposée
pour
l'asservissement de vitesse par PID: Malgré
un éventail très large de processus existants et
malgré les diverses formulations envers les
exigences
requises,
le
régulateur
Proportionnel Intégral Dérivé (PID) s'est
fortement imposé dans plus de 90% des
boucles de contre-réaction [8][13,15]. La
prédominance incontestée de ce type de
commande provient, outre de sa simplicité
extrême, des performances qu'il peut offrir
aux systèmes en boucle fermée, satisfaisant
très souvent les cahiers des charges, si ses
paramètres sont choisis convenablement [13].
Le choix d'une commande de type PID
permet
souvent,
lorsqu'on
ajuste
judicieusement ses paramètres, de remplir le
cahier des charges à entière satisfaction. Ceci
peut expliquer pourquoi il est très souvent
préféré à d'autres structures et qu'il est utilisé,
malgré la complexité de nombreux systèmes
industriels, dans la grande majorité des
boucles de rétroaction.
Quant à la question de savoir si un
régulateur PID est suffisant pour le contrôle
d'un système considéré, une étude qualitative
est proposée en [8]. Elle souligne que, lorsque
la dynamique d'un système est essentiellement
du premier ordre, un régulateur PI est adéquat.
C'est également le cas pour une architecture
PID, quand la dynamique dominante est du
second ordre. C'est ce qui nous a motivé à
introduire, dans ce qui suit, cette approche. En
effet, la structure proposée dans la figure 4
possède les caractéristiques suivantes:
- la simplicité du fait que seulement deux
correcteurs sont utilisés, un correcteur PI
pour l'axe d et un correcteur PID pour
l'axe q;
- la présence de l'action dérivée améliore
davantage la stabilité en boucle fermée du
système.
ω*
Vsq*
Correcteur PID
Vsa*
-
Vsa
Vsb*
Vsd*
*
isd = 0
-
PI
V
T32
Ond sb
P(θ) V * MLI
sc
Vsc
isa
MSAP
isb
θ
Lsq ω isq
isq
isd
ω
Observateur
P(-θ) T22
Calcul de
la vitesse
Fig. 4. Commande en vitesse par PID de la MSAP.
Pour l'axe d de la MSAP, la dynamique
est du premier ordre. On conservera les
calculs précédents. Quant à l'axe q de la
machine, elle est modélisée par:
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1.5 p ²
Goq ( s ) =
s² + (
=
ϕf
L'identification des différents coefficients
des deux fonctions de transfert de (13) donne:
JLsq
Rs f c + 1.5 p ²ϕ 2f
f c Rs
(10)
+
)s +
J Lsq
JLsq
Ko
(τ 1 s + 1)(τ 2 s + 1)
Après application numérique au moteur,
on trouve:
Ko= 13.76; τ1= 0.057 s; τ2=0.0079 s
La transmittance (10) montre que le
système est du second ordre. Il est donc
judicieux de placer en série un correcteur PID
de forme série afin d'imposer globalement au
système, en boucle fermée, un comportement
du second ordre. La structure du correcteur
peut être donnée par la fonction de transfert
suivante:
1 + K p Ti s 1 + Td s
(11)
Cq ( s ) =
Ti s
1+τs
On note ici que d'autres variations de la
formulation standard du correcteur sont
couramment utilisées afin d'augmenter les
performances en boucle fermée du régulateur
PID. L'ajout d'un filtre dans le terme dérivé
est souvent adopté en pratique.
Outre, le fait de rendre la fonction de
transfert causale, ce filtre permet souvent
d'éviter les difficultés inhérentes à la
dérivation, liées à l'amplification du bruit de
mesure.
La fonction de transfert du procédé, d'axe
q, bouclé prend la forme:
1 + K pTi s 1 + Td s
Ko
1 + τs (τ 1s + 1)(τ 2 s + 1)
Ti s
G f ( s) =
(12)
1 + K pTi s 1 + Td s
Ko
1+
Ti s
1 + τs (τ 1s + 1)(τ 2 s + 1)
Imposé
au
procédé
fermé
un
comportement similaire à un système du
second ordre, nous mène à choisir
respectivement KpTi=τ1 et Td=τ2 et la fonction
de transfert (12) s'écrit alors:
Ko
τ Ti
ωn2
=
G f ( s) =
K
1
s ² + 2ζωn s + ωn2
s² + s + o
τ
τ Ti
123
(13)
ωn =
Ko
1 Ti
et ζ =
2 τ Ko
τ Ti
Le temps de réponse vérifie donc:
3
tr ≈
= 6τ
ζωn
(14)
(15)
Remarques
1. le paramètre Td est imposé par le procédé
lui-même (Td=τ2), est choisi en fonction
du temps de réponse souhaité,
2. le dépassement est assigné à l′aide de Ti,
étant donné que le taux d’amortissement
est ajusté via Ti,
3. le gain est finalement donné par: K p =
τ1
Ti
.
En revanche, dans le but de faciliter le
dimensionnement du correcteur PID et d'en
augmenter ses performances, on a procédé au
calcul des différents paramètres du correcteur
PID, implicitement, par imposition d'un
modèle de référence du second ordre mis sous
la forme canonique. Ainsi, la fonction de
transfert du système bouclé prend la forme
suivante:
G f ( s) =
Cq ( s )Goq ( s )
1 + Cq ( s )Goq ( s )
=
ωn2
(16)
s ² + 2ζωn s + ωn2
Après tout calcul fait, le correcteur Cq(s)
prend la forme suivante:
Cq ( s ) =
ωn2 (τ 1s + 1)(τ 2 s + 1)
Ko s ² + 2ζωn s
(17)
Notons que les deux formes (11) et (17)
du correcteur Cq(s) sont identiques. En effet,
après transformations simples, on obtient:
2ζωn =
1
τ
et
ωn2
Ko
=
1
τ Ti
(18)
Le dimensionnement du correcteur par la
deuxième méthode s'obtient en imposant
uniquement le taux d'amortissement ζ et la
pulsation propre non-amortie avec laquelle on
règle le temps de réponse souhaité.
ACTA ELECTROTEHNICA
124
Tableau 1. Les paramètres du MSAP.
φf
J
fc
Désignation
tension nominale
courant nominale
résistance statorique
Inductance directe
Inductance longitudinal
Nbr de paires de pôles
le flux dû aux aimants
moment d’inertie
coefficient des
frottements visqueux
Valeur
220 V
3.5 A
0.56 Ω
4.5 mH
4.5 mH
2
0.074 wb
0.00208 kgm2
0.0039 Nms/rad
250
150
100
50
0
-50
-100
-150
-200
-250
0
4. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
Ainsi, la période d'échantillonnage est
choisie dans le cas présent égale à 0.1ms.
vit (rad/sec)
Errer deerrvitesse
(rad/sec)
Dans le contexte de la commande
numérique, la période d'échantillonnage est
choisie en respectant:
- une valeur minimale imposée par la
vitesse d'exécution du calculateur (dans le
cas du banc de test, la dspace 1104), la
complexité des algorithmes implantés et la
résolution souhaitée,
- une valeur maximale qui devrait être
compatible avec la dynamique souhaitée
du contrôle.
5
Temps
(sec)
t (sec)
10
15
10
15
(a)
30
20
10
0
-10
-20
-30
0
5
t (sec)(sec)
Temps
(b)
isd
isq*
isd
3
2
courants (A)
Courant
(A)
4.1. Choix de la période
d’échantillonnage
référence
estimée
200
vitesse(rad/sec)
(rad/sec)
Vitesse
Symbole
Un
In
Rs
Ld
Lq
p
1
0
-1
-2
4.2. Régulation de la vitesse par un PI
Nous présentons dans ce qui suit (Fig.5),
les courbes d'expérimentation de l'évolution
des différentes grandeurs, à savoir la vitesse
ω, l'erreur entre la vitesse estimée et mesurée,
et les courants isd et isq, pour un
asservissement de vitesse par PI et régulation
de courants par PI. Pour ces essais
expérimentaux, le temps de réponse à 5% est
de l'ordre de 0.24 sec mais un dépassement de
13.82% apparaît.
Les résultats expérimentaux obtenus en
employant des régulateurs PI avec antisaturation montrent un bon suivi des
différentes grandeurs contrôlées par rapport
aux grandeurs de consigne et prouve que le
modèle utilisé est suffisamment précis et que
le jeu de paramètres utilisé est bon.
-3
0
5
Temps
(Sec)
t (sec)
10
15
(c)
Fig. 5. Résultats expérimentaux - Asservissement
de vitesse par PI. Régulation des courants par PI. (a)
vitesses de consigne et estimée, (b) l'erreur entre la
vitesse de référence et estimée, (c) les courants isq
de référence et mesuré, isd mesuré.
La figure 6 illustre la réponse de la vitesse
du moteur lorsqu'un échelon de couple
résistant lui est appliqué. La vitesse du moteur
est régulée à 150 rad/sec. Précisons que la
chute de la vitesse est importante, elle est de
l'ordre de 11% de la vitesse de consigne.
Différents essais ont prouvés que l'on peut
optimiser la réponse vis-à-vis d'un échelon de
consigne, en augmentant le gain Kpω, mais la
réponse vis-à-vis d'un échelon de perturbation
ne peut pas être accélérée et par conséquent, le
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250
référence
estimée
référence
estimée
200
180
150
vitesse (rad/sec)
Vitesse
(rad/sec)
vitesse
(rad/sec)(rad/sec)
Erreur de
vitesse
190
125
170
160
150
100
50
0
-50
-100
140
-150
-200
130
-250
0
120
0
5
Temps
t (sec)(sec)
10
Temps
(sec)
t (sec)
10
15
10
15
(a)
(a)
isq
isd
3
2
1
err vit
(rad/sec)(rad/sec)
Erreur de
vitesse
30
4
courants (A)(A)
Courant
5
15
20
10
0
-10
-20
0
-30
0
5
-1
0
5
Temps
(sec)
t (sec)
10
courants (A)
Courant
(A)
1.5
1
0.5
0
-0.5
-1
-1.5
-2
-2.5
0
4.3. Régulation de la vitesse par un PID
Le dimensionnement fait au cours de cette
partie est basé sur un choix approprié de ζ et
ωn. En effet, le choix qui nous a paru
convenable, après une série de tests, est
ζ=0.707 et ωn=135 rad/sec. Ce choix permet
d'obtenir les constantes suivantes du
correcteur PID: Kp=0.4, Ti=0.144 sec,
Td=0.0079 sec et τ=0.0053 sec. Les pôles du
système en boucle fermée sont placés à:
- 95.4450 ± 95.4738i
Les
différents
résultats
obtenus
permettent de dire que ce type de réglage,
malgré sa simplicité, offre au système de
meilleures performances dynamiques en
matière du temps de réponse (fig.7).
Suite à l'application d'un couple résistant,
on enregistre également des résultats
isq
isd
2
(b)
temps de rejection du couple résistant reste
toujours très lent.
(b)
2.5
15
Fig. 6. Evolution de la vitesse suite à des tests en
charge et décharge du moteur. (a) vitesse de
référence et estimée, (b) les courants isd mesuré et isq
mesuré.
Temps
(sec)
t (sec)
5
Temps
(Sec)
t (sec)
10
15
(c)
Fig. 7. Résultats expérimentaux -Asservissement de
vitesse par PID. Régulation de isd par PI.
(a): Vitesses de consigne et mesurée, (b): L'erreur
entre la vitesse de référence et estimée, (c): les
courants isq mesuré et isd mesuré.
satisfaisants (Fig.8), la chute de la vitesse est
inférieure à 3.1% de la vitesse de consigne et
le temps de réjection de la perturbation du
couple est de 0.6 sec environ.
5. CONCLUSION
Au cours de cette étude, nous avons
présenté différentes configurations pour
commander vectoriellement la MSAP, deux
structures de la commande vectorielle de la
MSAP ont été étudiées, à savoir la structure en
cascade et une structure qui ne comporte que
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126
190
référence
estimée
180
vitesses
(rad/sec)
Vitesse
(rad/sec)
170
160
150
140
130
120
0
5
t (sec)
Temps
(sec)
10
15
(a)
isq
isd
courants (A)
Courant
(A)
4
similaire à un système du second ordre, est un
correcteur PID série équipé d'un filtre du
premier ordre. La détermination des différents
paramètres du régulateur a été réalisée
implicitement suite à un placement de pôles
via imposition du taux d'amortissement ζ et de
la pulsation ωn. Nous avons remarqué en effet,
d'après les différents résultats expérimentaux
obtenus, que la structure PID permet d'obtenir
des réponses dynamiques satisfaisantes par
rapport aux références sur les grandeurs de
consigne ainsi qu'un rejet efficace de la
perturbation.
3
RÉFÉRENCES
2
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1
0
-1
0
5
t (sec) (sec)
Temps
10
15
(b)
Fig. 8. Influence d'une perturbation sur la boucle de
la vitesse. (a) vitesse de référence et estimée, (b) les
courants isd mesuré et isq mesuré.
deux correcteurs, un correcteur PI pour
commander le courant isd et un correcteur PID
pour asservir la vitesse du moteur. En
revanche, la structure en cascade comporte:
• deux boucles internes de courant,
• une boucle externe pour la commande en
vitesse.
La structure en cascade permet surtout la
limitation de la grandeur de commande afin de
préserver, des surintensités, le moteur et le
dispositif qui l'alimente. Pour la boucle interne
de courant, un correcteur PI a été mis en
place. Ce correcteur a été dimensionné par la
méthode de compensation du pôle. Quant à la
boucle externe de vitesse, un correcteur
classique de type PI a été associé au
régulateur de courant employé.
Finalement, une structure simple a été
testée pour commander vectoriellement la
MSAP. Pour l'axe d, un correcteur PI est
introduit pour contrôler isd. Quant à l'axe q, un
seul correcteur est utilisé. Le correcteur
permettant d'imposer un comportement
Volume 50, Number 2, 2009
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Dr. Morsli SEBBA
Laboratoire de Génie Physique
Département de Génie Electrique
Université Ibn Khaldoun de Tiaret
BP 78
Tiaret (14000), Algérie
E-mail: [email protected]
Dr. Said HASSAINE
Assist.Prof. Sandrine MOREAU
Laboratoire d'Automatique et d'Informatique
Industrielle
ESI de Poitiers, France
40, Avenue du Recteur Pineau
86022 POITIERS CEDEX
E-mail: [email protected]
[email protected]
Prof. Abdelhaker CHAKER
Laboratoire d'Automatique et d'Analyse des Systèmes
ENSET d'Oran, Algérie
B.P. 1523
El M’Nanouar, Oran (31000), Algeria
E-mail: [email protected]
Morsli SEBBA received the Master degree in automatic
control in 2003 from ENSET (Ecole Nationale Supérieure de
l'Enseignement Technique) d'Oran. Algeria. He is now a
teacher of electrical engineering at the University Ibn
Khaldoun of Tiaret city (Algeria). He is currently working
toward the Ph.D. degree in electrical engineering. His major
research interests are control of electrical machines associated
with static converters, advanced sensorless control and real
time simulation with card DESPACE.
Said HASSAINE received the Master degree in electrical
machine control in 2000 from the Ibn Khaldoun university of
Tiaret city, currently prepares a PhD in the Laboratory of
Automatic and Industrial Informatic (LAII), from the
University of Poitiers, France. His main research area is on
application of new control techniques of the permanent
magnet synchronous machine.
Abdelkader CHAKER is a Professor in the Department of
Electrical Engineering at the ENSET, in Oran, Algeria. He
received a Ph.D. degree in Engineering Systems from the
University of Saint-Petersburg. His research activities include
the control of large power systems, multi-machine multiconverter systems and the unified power flow controller. His
teaching includes neural process control and real time
simulation of power systems.
Sandrine MOREAU was born in France in 1972. She
received the PhD degree from the University of Poitiers in
automatic control in 1999. She is now Assistant Professor at
the University of Poitiers (France). Her major research
interests are modelling, identification, diagnosis and control
of electrical machines associated with static converters.