Rapport du projet RF : Amplificateur de puissance à 433MHz

Rapport du projet RF :
Amplificateur de
puissance à 433MHz
LOURENÇO DE OLIVEIRA Philippe
ARAGONES Machin
Dirigé par E.Garnier
et F.Rodes
SOMMAIRE
I. PRESENTATION DU SUJET................................................................................................................................3
II. TRAVAUX EFFECTUES.....................................................................................................................................4
II.1 SCHEMA ELECTRIQUE .........................................................................................................................................4
II.2 CALCUL DE LA POLARISATION DU TRANSISTOR ....................................................................................................5
II.2 OPTIMISATION DES ADAPTATIONS PAR LA SIMULATION........................................................................................6
II.3 REALISATION PHYSIQUE ET OPTIMISATION PRATIQUE ........................................................................................10
III. COMPARAISON ENTRE SIMULATION ET PRATIQUE ............................................................................13
IV. BILAN DU PROJET..........................................................................................................................................14
Rapport projet RF : Ampli à 433MHz
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I. Présentation du sujet
Il s’agit de concevoir un amplificateur de puissance radiofréquence à 433,92 MHz (attaqué
en entrée par un oscillateur local et branché en sortie sur une antenne 50Ω) ne nécessitant que
des composants standard dont la pérennité peut être garantie à long terme. En outre, les
moyens nécessaires pour la fabrication industrielle des émetteurs devront être compatibles
avec les moyens financiers et les compétences de petites et moyennes entreprises ne disposant
pas des outils (très coûteux) nécessaires pour travailler en haute fréquence. Les applications
visées étant de type industriel et grand public, l’amplificateur à réaliser devra être optimisé en
terme de coût, d’encombrement, et de performances.
Voici le cahier des charges que doit respecter l’émetteur :
1. L’oscillateur local fournira une puissance de 1mW.
2. Classe de fonctionnement : AB ou C.
3. Puissance en sortie de l’amplificateur : 10mW.
4. Antenne :
- Une antenne λ/4 d’impédance d’entrée de 50Ω.
5. Norme de Télécommunications à respecter:
- Norme Européenne EN 300 220-1
6. Tension d’alimentation :
- Valim = 6V.
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II. Travaux effectués
II.1 SCHEMA ELECTRIQUE
Figure 1 : Schéma de base de l'amplificateur de puissance
Voici sur la fig.1 le schéma électrique adopté.
Pour une question de coût, le transistor utilisé sera le BFR93 ayant un ft=6GHz.
Les résistances (R1,R2,Re) permettent la polarisation du transistor ainsi que
l’asservissement en courant de l’émetteur (voir [1]).
Les capacités CL sont des capacités de liaisons (220pF), la capacité C2 sert de court-circuit
en petit signal (celle-ci permettant d’obtenir un gain en puissance plus important), et
l’inductance L est une inductance de choc n’ayant que pour rôle de laisser passer le courant
continue Ic.
Enfin bien sur, en entrée comme en sortie sera introduit pour chacun un circuit d’adaptation
pour obtenir un gain maximum de puissance.
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II.2 CALCUL DE LA POLARISATION DU TRANSISTOR
Figure 2 : Schéma de polarisation du transistor
En fig.2 nous avons le schéma équivalent en continue de l’amplificateur.
Du schéma de polarisation, on peut écrire :
•
Eth − ( R1 // R2) ⋅ Ib − Vd − Ve = 0
•
Ve ≈ Re⋅ β ⋅ Ib
Eth − Vd
Eth − Vd
et
Ic =
( R1 // R 2) / β + Re
( R1 // R 2) + β ⋅ Re
On choisie le courant de polarisation de manière à avoir un gain de 10dB tout en essayant
Ä
Ib =
d’avoir un minimum de consommation de courant.
Par une méthode de tâtonnement on a aboutie au valeurs des résistances suivantes :
Figure 3 : Valeurs des composants
R1 = 6800Ω , R2 = 3300Ω et Re = 390Ω .
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Vérifions que l’asservissement du courant de polarisation est bien performant :
3.3
6
− 0.7
Eth − Vd
3
.
3
+
6
.
8
Nous avons donc : Ictyp = ( R1 // R 2) / βtyp + Re = (3.3 // 6.8) / 90 + 0.390 = 3.04mA
3.3
− 0.7
Eth − Vd
3
.
3
+
6
.
8
=
Ic max =
= 3.11mA
( R1 // R 2) / β max+ Re (3.3 // 6.8) / 140 + 0.390
6
3 .3
6
− 0 .7
Eth − Vd
3
.
3
+
6
.
8
=
Ic min =
= 2.83mA .
( R1 // R 2) / β min + Re (3.3 // 6.8) / 40 + 390
Ce qui donne un rapport :
Ic max 3.11
=
≈ 1.1 . Ce qui est tout à fait convenable.
Ic min 2.83
II.2 OPTIMISATION DES ADAPTATIONS PAR LA SIMULATION
Figure 4 : Schéma saisi sous ANSOFT Designer pour l'optimisation des adaptations
Figure 5 : Déclaration des "local variables"
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Figure 6 : Configuration des ports d'entrée (port1) et sortie (port2)
Pour trouver l’adaptation d’entrée optimale, on fait varier l’impédance du port1 et on
regarde ou se trouve la puissance maximale en sortie.
Figure 7 : Résultat d'une analyse Harmonic Balance Analysis : 1-Tone
D’après les résultats de la simulation de la figure 7 on obtient un maximum de puissance en
sortie pour : Z port1 = 20 + 25 j .
Ainsi, par la simulation l’adaptation d’entrée devra ramener 50Ω en Z port1 = 20 + 25 j .
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Figure 8 : Résultat d'une analyse Harmonic Balance Analysis : 1-Tone
D’après les résultats de la simulation de la figure 8 on obtient un maximum de puissance en
sortie pour : Z port 2 = 150 + 400 j .
Ainsi, par la simulation l’adaptation de sortie devra ramener Z port1 = 150 + 400 j vers 50Ω .
Figure 9 : Performance donné par simulation de l'ampli optimisé par simulation
Dans le domaine linéaire on obtient un gain de 13,5dB.
On voit que la courbe de gain obtenu est peu réaliste : en effet en pratique la courbe ne
dépasse généralement jamais l’asymptote (ce qui est fait dans la zone de -7dBm -3dBm
puissance en entrée), bien au contraire elle devrait s’affaisser pour donner lieu au point de
compression caractérisant l’amplificateur.
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Figure 10 : Résultat de la simulation des signaux temporels
La figure 10 nous permet de voir par la courbe de vbe quand est ce que le transistor est
bloqué ou passant (losque que la courbe rouge ‘plafonne‘ à 0.7V il est passant).
A vue d’œil on voit qu’il est très proche de la classe B (angle de conduction proche de
180°).
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II.3 REALISATION PHYSIQUE ET OPTIMISATION PRATIQUE
Pressé par le temps nous avons pu réalisé que l’optimisation de l’adaptation de sortie.
L’adaptation en entrée a été réalisée seulement à partir de la partie réelle de la valeur obtenue
en optimisation de simulation.
Pour faire cette adaptation, on utilisera une adaptation en L composé d’une capacité Cin et
d’une inductance Lin qui ramène Rg=50ohms vers Rl=20ohms.
Rl Rg
− 1 ≈ 8,9nH
• Lin =
w0 Rl
Cin =
•
1
Rg ⋅ w0
Rg
− 1 ≈ 8,9 pF
Rl
Le magasin ne possédant pas d’inductance à 9,1nH et de capacité a 9,1pF, nous avons pris
Lin = 10 nH et Cin = 10 pF .
Pour l’optimisation de l’adaptation en sortie nous avons effectuer une série de test en
soudant dessoudant l’inductance Lout de manière à trouver la valeur optimal Lopt
correspondant à un maximum de puissance en sortie (et idem pour la résistance).
Figure 11 : Schéma expérimentale permettant de trouver Ropt et Lopt
Voici comment fut relever les valeurs de puissance de sortie Pout :
 50 ⋅ I out 2 

Plu analyseur = 10 ⋅ log
 1mW 


 (50 + Ropt1) ⋅ I out 2 
 50 ⋅ I out 2


= 10 ⋅ log 
• Pout = 10 ⋅ log


 1mW
1
mW



 Ropt1 

Ä Pout = Plu analyseur + 10 ⋅ log1 +
50 

•
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
 + 10 ⋅ log 50 + Ropt1 

50



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Ainsi par cette méthode on obtient : Ropt = 90Ω et Lopt = 82nH .
Pour passer de Ropt = 90Ω à Rantenne = 50Ω , on utilisera un circuit d’adaptation en L
suivant :
•
Lin =
Rantenne
w0
•
Cin =
1
Ropt ⋅ w0
Ropt
− 1 ≈ 16nH
Rantenne
Ropt
− 1 ≈ 3,6 pF
Rantenne
Figure 12 : Schéma de l'amplificateur complet
Voici les performances de la plaque réalisée sans l’adaptation en sortie.
Pin dBm
-20
-19
-18
-17
-16
-15
-14
-13
-12
-11
-10
-9
-8
-7
-6
-5
-4,7
-4,4
-4,1
-3,8
-3,5
-3,2
-2,9
-2,6
-2,3
-2
-1
0
1
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Pout(lu) dBm
-6,3
-5,3
-4,3
-3,3
-2,3
-1,33
-0,35
0,62
1,6
2,57
3,56
4,52
5,48
6,41
7,33
8,2
8,42
8,61
8,77
8,9
9,01
9,08
9,16
9,23
9,28
9,33
9,43
9,5
9,5
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Pout(reel) dBm
-4,84
-3,84
-2,84
-1,84
-0,84
0,13
1,11
2,08
3,06
4,03
5,02
5,98
6,94
7,87
8,79
9,66
9,88
10,07
10,23
10,36
10,47
10,54
10,62
10,69
10,74
10,79
10,89
10,96
10,96
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Pout dBm
Courbe Pout=f(Pin)
-25
-20
-15
-10
-5
12
10
8
6
4
2
0
-2 0
-4
-6
5
Pin dBm
Figure 13 : Puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée
D’après les mesures effectuées, l’ampli réalisé obtient un gain G = 13,7 dB dans son
domaine linéaire, et un point de compression Ip1input = −4,1dBm .
L’amplificateur consomme en continue 4mA.
Les paramètres S de l’amplificateur ont été relevés à l’aide d’un analyseur de réseau dont
les courbes sont fournies en annexe.
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III. Comparaison entre simulation et pratique
Voici les performances de la plaque réalisée sans l’adaptation en sortie.
Courant alim DC
Gain linéaire dB
IP1 en dBm
Zoutopt
Simulation/théorie
3,0mA
13,5dB
N/A
150+400j
Mesures
4,0mA
16,2dB
-4,1dBm
90+272j
On remarque une légère différence au niveau de la consommation DC du courant entre la
théorie et la mesure. Cette différence s’explique d’une part par le courant de polarisation
passant dans (R1,R2), et d’autre part par le fait que l’amplificateur se bloque (car il fonctionne
en classe B).
Pour ce qui est du gain linéaire on obtient une différence notable de l’ordre de 3dB.
Le point de compression IP1 ne peut être comparé vu la que la courbe obtenu en simulation
est erroné.
Enfin pour ce qui concerne l’impédance optimale de sortie, on trouve un résultat très
différent entre la réalité et la simulation, et cela je ne serait l expliquer, si ce n’est que le
logiciel ANSOFT Designer est très optimisé pour les domaines linéaire de fonctionnement,
mais peu cohérent avec la réalité lorsque qu’il rencontre d’importantes non linéarités (ce qui
se confirme par l’allure de la courbe de gain obtenu en simulation).
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IV. Bilan du projet
En conclusion, les performances réalisées par l’amplificateur sont très correctes.
Il permet d’avoir 10dBm en sortie juste en ayant -4,4dBm en entrée tout en consommant un
faible courant de polarisation de 4mA (qui peut être divisé par deux si l’on utilise de la
modulation OOK).
Pour finir l’amplificateur, il reste néanmoins une étape supplémentaire qui est le filtrage
des harmoniques pour être valider par les normes de télécommunications.
En ce qui concerne les critiques sur le logiciel ANSOFT il faut rester prudent aux résultats
annoncés surtout lorsque les transistors fonctionnent non linéairement.
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