Récepteur numérique

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Récepteur numérique

Réception
&
Récepteurs
Numériques
Radio-club F6KRK Conférence sur la réception numérique le 22/11/2013 par Robert, F5NB
Du traitement analogique
au traitement numérique
Principe du récepteur BLU
• Transposer en bande de base (Fréférence = 0) un signal
(unique et réel) de Fréférence = Fo, extrait de l’ensemble
des signaux présents à l’entrée du récepteur.
• Signal : grandeur électrique contenant l’information
Principaux paramètres : - Amplitude
- Fréquence de référence
- Occupation spectrale (largeur de bande)
• Source : Système antennaire
- Haut-parleur (graphie, phonie)
• Sortie : - Modem (SSTV, modes numériques)
• Nous n’envisagerons pas la démodulation à partir d’une sortie FI,
cette architecture n’existant pas dans les récepteurs numériques.
Récepteur analogique
Antenne
Convertisseur HF
Traitement
analogique
Haut-parleur
Modem
• Le traitement analogique utilise 4 circuits de base :
Amplificateur
Ue
Ue
G
Us = G × Ue
Us = Ue ƒ(ωt)
Filtre
Oscillateur
U
Us = U sin(ωt)
Gauss
Bessel
Butterworth
Chebyshev
Cauer
Passe-bas
Passe-haut
Passe-bande
Coupe-bande
Mélangeur
Us = UA sin(ω1t) × UB sin(ω2t)
UA
UB
Récepteur numérique
Interface
analogique
Traitement
numérique
du signal
(CNA)
(CAN)
Voltmètre
numérique
Interface
analogique
Antenne
Sortie F-I
Générateur
numérisé
TTY
ECRAN SSTV
Panoramique
• Architecture générale :
HP
CLKIN
Générateur horloge
échantillonnage
CLKOUT
• Les interfaces analogiques utilisent des circuits standard
• Deux nouveaux circuits : les Convertisseurs Analogique Numérique (CAN) et Numérique - Analogique (CNA).
Traitement numérique
• Il prendra en charge les fonctions suivantes :
- Conversion en bande de base Mélangeur
Oscillateur local
- Filtrage de canal
- Démodulation (AM, FM)
- CAG
- Modem (TTY, SSTV, etc.)
- Traitements avancés (Noise Blanker, Notch Filter, etc.)
• Avantages : grande souplesse et réduction des coûts.
• Inconvénients : les performances sont reportées sur l’interface
analogique-numérique et la technologie actuelle ne permet pas
encore d’égaler les meilleurs récepteurs analogiques (domaine HF)
Numérisation
du
Signal
Quel procédé numérique ?
• Procédé dérivé des simulateurs temporels :
- Architecture classique analogique
- Remplacer les circuits par leurs fonctions de transfert idéales
- Numériser le signal d’entrée avec des intervalles de temps
permettant la précision souhaitée, par ex. 1/1000è (60 dB)
- Calculer pour toutes les mesures en entrée, les valeurs de
sortie (et toutes les valeurs aux points intermédiaires)
• Il demande une puissance de calcul phénoménale (par
exemple, pour un récepteur GO, avec une dynamique de 60 dB, il
faudrait échantillonner à 1,5 GHz et avoir une puissance de calcul
de plusieurs teraflops).
• Heureusement, Fourier, Shannon et Nyquist viennent à
notre secours en permettant la …
Théorie de l’échantillonnage (1)
• Série de Fourier :
• Un signal périodique de période T est une somme de signaux
sinusoïdaux harmoniques de périodes {T / n} (n = 1… ∞).
• Transformée de Fourier :
• Un signal quelconque de durée T est une somme de signaux
sinusoïdaux harmoniques de périodes {T / n}.
• Spectre d’un signal :
• C’est la transformée de Fourrier de ce signal observé
pendant la durée T.
• L’information transmise par un signal ne sera pas altérée
par un circuit ayant une bande passante au moins égale à
l’encombrement spectral du signal.
• Théorème de Shannon :
• Un signal sinusoïdal est entièrement défini si l’on connaît au
moins deux valeurs instantanées (échantillonnées) de sa période.
• Application à un signal en bande de base (Fréf = 0) :
• Pour ne pas perdre d’information avec un signal en bande de
base, il faut que celui-ci soit échantillonné à une fréquence
supérieure à deux fois la fréquence maximum de son spectre
(fréquence de Nyquist).
• Application à un signal quelconque (Fréf = Fo) :
• Dans ce cas, il doit être échantillonné à une fréquence
supérieure à deux fois la largeur de bande de son spectre
(bande de Nyquist).
• Exemple : la bande 2m ayant une largeur de 2 MHz
(144-146 MHz) peut en théorie être échantillonnée à 4 MHz.
• Validité du théorème de Shannon-Nyquist :
• Puisque qu’il n’est lié qu’à la bande occupée par un signal
quelconque, il y a une infinité de bandes de fréquences
correspondant au même échantillonnage.
• La bande de base (Fréf = 0) est spécifiée par sa fréquence de
Nyquist.
• Les autres bandes sont appelées "nième bande de Nyquist".
F(calcul)
Repliements sur Fo
Fo
0
Etc...
F0 Féch F1
2
Féch
F2 3Féch F3
2Féch
Fe
2
• Noter que les spectres repliés sont inversés une fois sur deux.
• Conséquence des repliements de spectres :
• Pour qu’il n’y ait pas d’ambiguïté sur l’échantillonnage,
il faut isoler la bande désirée :
- Avec un filtre passe-bas pour la bande de base
- Avec un filtre passe-bande pour une bande repliée
• L’impossibilité d’obtenir des filtres "carrés" oblige à prendre
une Féchant plus élevée que le critère de Shannon.
F(calcul)
0
Filtres
P-Bas
P-Bande
F1
F0
-60
dB
0
Bande
de base
Féch
2
Féch
3Féch
Bande 2
2Féch
Fe
repliée
• Le filtre P-Bas qui isole la bande de base est appelé
"filtre anti-repliement" (anti-aliasing filter)
• La technique d’échantillonnage dans une bande repliée
est appelée "sous-échantillonnage"
• En sous-échantillonnage, on obtient un filtre de bande
symétrique avec un rapport entre Féch et Fc (centre de la
bande) tel que Fc = (n ± 1/4) × Féch (n = rang du repliement)
• Exemple (bande 2m, 144-146 MHz) :
- Un filtre de bande "réalisable" conduit à prendre une
fréquence d’échantillonnage supérieure à 10 MHz
- Soit n = 14 et Féch= 145 / 14,25 = 10,175 MHz (nFe=142,45 MHz)
- Alors Fcalcul
144 MHz = 1,55 MHz et 146 MHz = 3,55 MHz
Interface analogique de tête (front end)
• Quelles que soient les caractéristiques du traitement
numérique, les performances du récepteur dépendront
de cette interface analogique.
• Elle sera composée de six (sept) "briques" minimum :
- Filtre de bande
- Préamplificateur (optionnel)
- Amplificateur à gain variable (att. var + ampli fixe)
- Filtre de bande bis (bruit des repliements)
- Echantillonneur bloqueur
- Convertisseur analogique-numérique (CAN)
- Générateur de la fréquence d’échantillonnage
• Chacun de ces circuits aura une incidence sur les
performances
Filtre
A1
ATT.
Filtre
A2
de bande
(bruit)
Gain
Echant.
bloqueur
Interface analogique (générique)
CAN
Générateur
Horloge
Traitement
numérique
CLK
Rôle des circuits :
• Le filtre de bande.
Il est chargé d’éliminer les brouilleurs hors bande de réception.
Appelé aussi "filtre anti-repliements" (cas de la bande de base).
Rôle des circuits (suite)
• Le préamplificateur A1.
N’est nécessaire qu’en cas de numérisation du signal antenne.
Gain fixe compris entre 10 et 15 dB
En VHF, il doit avoir un faible facteur de bruit.
En HF, il doit avoir un IP3 élevé (composant de puissance).
• Amplificateur à gain variable A2.
En réalité, ampli de puissance à gain fixe précédé d’un atténuateur
électronique par pas (passif) pour conserver un IP3 élevé quelle
que soit l’atténuation et ampli de puissance pour fournir les pics
de courant à l’échantillonneur bloqueur.
L’atténuateur est mis en service pour éviter la saturation du CAN
en cas de forts signaux à son entrée (sorte de CAG particulier).
• Le filtre de bande (bis).
Il est chargé d’éliminer le bruit créé par l’amplification de tête
dans les bandes des repliements.
L’échantillonneur bloqueur
• Fonction majeure pour les performances du récepteur.
• Généralement inclus dans le boîtier du CAN.
• Son rôle est de garder stable (mémoire analogique) la valeur
du signal capturée à un moment synchrone de l’horloge
d’échantillonnage, le temps de sa mesure par le CAN.
• Schéma générique :
Ue
Re
R
S1
C
A1
C = mémoire analogique
T1 = chargement
T2 = lecture
ON
OFF
RA
CAN
A2
T1
T2
Echantillonneur bloqueur (2)
• Réponse en fréquence :
0
1
T1
2
T1
3
T1
1
1 + ωRC
F
RC : voir schéma générique
-dB
T1 = temps d’acquisition de l’échantillonneur
• En cas de sous-échantillonnage, la bande de réception
doit être contenue dans la bande passante de
l’échantillonneur-bloqueur indépendamment de la
fréquence d’échantillonnage.
• Linéarité :
- La non linéarité est de même nature que celle d’un amplificateur
et est caractérisée par un IP3.
• Bruit de fond :
- Le bruit thermique généré par les amplis est relativement
important ce qui entraîne un mauvais facteur de bruit.
• Bruit de phase :
- Le bruit thermique entraîne également une incertitude sur
l’instant d’échantillonnage (gigue). Ceci équivaut à ajouter du
bruit de phase à l’horloge d’échantillonnage.
- Le bruit de phase diminue la dynamique (sensibilité) en cas de
brouilleurs proches.
- Ce phénomène est appelé "Mélange réciproque" et existe avec
le bruit de phase de l’OL1 dans les récepteurs analogiques.
Mélange réciproque
• Origine et conséquence sur la sensibilité :
dBm
KTB
F
0
Mélange réciproque
-∞
F
Oscillateur
parfait
Filtre de canal
parfait (numérique)
dBm
Bruit de phase
sur brouilleur
dBm
dBm
Bruit
de phase
Masquage
Bruit
thermique
KTB
Oscillateur réel
F
Canal adjacent
KTB
Filtre de canal
équivalent
F
fb
Signal utile
brouilleur
• Les effets du mélange réciproque ne peuvent pas être
éliminés par la suite dans la chaîne de réception.
F
Convertisseur Analogique - Numérique
• Fonction majeure pour la dynamique du récepteur.
• Voltmètre numérique cadencé à la fréquence Horloge
• Schéma de principe (CAN 2 bits flash) :
VCC
Ue (échant. bloqueur)
I
R
R
R
R
Comparateurs
Encodeur
MSB
CLK
LSB
Tampon
2
Bus numérique
• La fréquence de l’horloge est synchrone avec celle de
l’échantillonneur bloqueur.
C.A.N. (suite)
• La précision de la conversion est définie par deux
paramètres :
- La non linéarité globale (pleine échelle).
- La non linéarité différentielle.
Ue
∆U(n+5)
Valeur
moyenne
∆U(n+4)
∆U(n+3)
∆U(n+2)
∆U(n+1)
n
∆U
: linéarité différentielle
Valeur moyenne : linéarité globale
∆U
pour
augmenter
de 1 lsb
n+1 n+2 n+3 n+4 n+5
N(out)
• Les non linéarités vont avoir des effets différents sur la
dynamique selon l’amplitude des signaux à l’entrée.
C.A.N. (suite)
• Effets des non linéarités d’un circuit (dont le CAN) :
- Signal utile seul : distorsion harmonique.
- Un signal brouilleur : + transmodulation et sous-harmoniques.
- Plusieurs signaux brouilleurs : + intermodulation.
• Mesure de linéarité : mesure de l’IMD3 et calcul de l’IP3 avec
la réponse à un signal deux tons égaux (considéré comme pire cas).
Us (dBm) = Ue+Gain(dB)
B
Signal
1 ton
(×2)
A
IMD3
Pc IP3
Pc = point de compression à -1dB
IP3 = point d’interception
d’ordre 3 en entrée
Mesurer B et A (dBm), et alors :
IP3(dBm) = (B +
Ue (dBm)
B-A
) – Gain(dB)
2
Linéarité du C.A.N. (suite)
• Différence entre un circuit analogique et un CAN :
- Circuit analogique : Plus le signal est faible et meilleure est la
linéarité.
- CAN : Plus le signal est faible et moins bonne est la linéarité,
celle-ci est de plus en plus dépendante de la linéarité différentielle
aux dépens de la linéarité générale (on passe ainsi, par exemple
d’une non linéarité de 0,1% à plus de 30%).
• Pour un CAN on remplace la mesure de L’IP3 par une
mesure de SFDR (Spurious Free Dynamic Range) :
- Signal deux tons à -6 dB sous la pleine échelle (chaque ton)
- La SFDR est l’écart minimum entre la pleine échelle et les
raies de distorsions, d’intermodulations et de combinaisons
harmoniques avec l’horloge (obtenues par analyse spectrale).
Bruit de fond du C.A.N.
• Pour un CAN audio ou d’instrumentation, le niveau du
bruit de fond est inférieur au lsb.
• Pour un CAN RADIO, la bande passante étant très large,
le bruit est nettement supérieur au lsb (CAN plus E-B).
• Cela ne pose pas de problème, car la bande passante
d’un canal est très inférieure à la bande d’entrée.
• La réduction de la bande par le traitement numérique
diminuera le bruit et améliorera d’autant le rapport S/B.
• Ce processus est appelé "gain de traitement". Il permet
de gagner un bit, soit une augmentation de 6 dB de la
dynamique, à chaque réduction de bande d’un facteur 4.
Dynamique du C.A.N.
• La dynamique d’amplitude d’un CAN n bits est théoriquement égale à {n × 6} dB (dynamique totale).
• La dynamique totale peut être augmentée par le gain de
Bentrée
traitement dans le rapport : 4×B
× 6 dB
canal
• Problème : Comment faire convertir par le CAN des
signaux inférieurs au lsb ?
• Solution : Leur superposer un signal (brouilleur) qui les
"promènera" (fera voir) sur l’échelle du CAN.
• Brouilleur idéal : bruit gaussien dans une bande de
fréquence supérieure à 10 fois la bande de canal et
située en dehors de la bande utile d’entrée.
Dynamique du C.A.N. (suite)
• Le niveau minimal du bruit ajouté pour gagner n bits de
gain de traitement devra être de n bits au dessus du lsb.
Ex : - CAN 12 bits (dynamique 72 dB)
- Gain de traitement = 5 bits (30 dB)
- Niveau du bruit = - 42 dB sous la pleine échelle (72-30)
Dynamique SFDR
• Problème : Conserver la SFDR (dynamique instantanée)
quand l’amplitude des signaux diminue.
• Solution : Utiliser la même technique que pour gagner en
dynamique totale : "promener" les signaux sur l’échelle
du CAN pour moyenner les erreurs de conversion.
• Alors les raies SFDR sont transformées en bruit de fond
Dynamique SFDR (suite)
• Le circuit qui ajoute un brouilleur au signal à l’entrée du
CAN est appelé DITHER et la technique DITHERING.
• Le dither qui permet le gain de traitement et une
amélioration de la SFDR pour les petits signaux est
incorporé dans la plupart des CAN RADIO actuels.
• Son niveau moyen est en général à -30 dBc sous la pleine
échelle du CAN, limitant ainsi son efficacité pour
l’amélioration de la SFDR.
• On peut optimiser le concept du dithering pour obtenir
une efficacité maximum (brevet Thalès).
DITHER optimisé
• Principe : Générer un dither avec une amplitude telle
que l’on obtienne toujours un signal pleine échelle CAN.
• Problème : Un bruit gaussien ayant un facteur de crête
de 13 dB obligerait à prendre une marge de sécurité.
• Solution : Utiliser un bruit de phase au lieu d’amplitude.
Réalisation :
Résultat :
100
+
Filtre
Géné
bruit
∆F
×
CAN
Réf.
80
SFDR (dBc)
Signal
entrée
Dither optimisé
60
Dither -30dBc
40
20
0
80
Dither naturel
(bruit CAN)
80 dB/PE
20
40
60
0
Niveau d’entrée (-dB/PE)
Autres architectures de C.A.N.
• Architecture Pipe-Line
CAN Radio
Gestion du temps et correction des erreurs n OUT
2 bits
2 bits
nbits - 3
2 bits
Flash
DAC
×2
Flash
étages
CLK
IN
• Approximations successives
IN
R
I
Utilisation générale < 10 MHz
Comp
-I
• Sigma-delta
IN
1 étage =
Premier ordre
+
Audio, VLF-LF
∑
-
∫
Comp
CNA 1 bit
Réf
Réf
CLK
S A R : logique de
commutation des poids
OUT
n
nbits
DAC (courant) Réf.
D Q
Latch
1
FIR
décimateur
nbits
OUT
CLK
m
1
CLK
Générateur d’HORLOGE
• Doit avoir les qualités de l’OL1 d’un poste analogique :
- Précision en fréquence (détermine Fo)
- Stabilité en température
- Faibles bruit de phase et bruit plancher
TCXO
• Avec en plus :
- Sortie logique (formeur rapide n’ajoutant pas de bruit de phase)
- Dissymétrie inférieure à 5% (exigence du CAN RADIO)
- Sorties complémentaires (pour le CAN+EB)
transformateur
• Si nécessité, utiliser de la logique rapide et peu bruyante
(ACMOS, par exemple)
• Sert également d’horloge pour le numérique : sans performances
particulières, mais avec un déphasage tel que l’acquisition
numérique se fasse à un moment stable à la sortie du CAN.
Mise en œuvre de l’interface A/N
• Grande dynamique sur la même fréquence (blindages).
• Séparation des masses analogiques et numériques au
niveau du CAN (reliées avec une self de choc).
• Alimentations séparées pour l’analogique, le numérique
et l’horloge.
• Alimentations analogiques parfaitement filtrées.
• Connexions courtes.
• Retours de masse "en étoile".
Conversion en
Bande de Base
Format numérique
• Le format naturel de conversion des CAN est un nombre
dit "offset binaire" (C’est-à-dire qu’avec un signal alternatif,
il faut retrancher au nombre un offset égal à la demie échelle).
• En inversant le msb en sortie des CAN Radio on obtient
un nombre signé avec complément à 2.
• Ce format est compatible avec les nombres fractionnaires
utilisés par les automates calculateurs (DDC par exemple).
ENTIER (offset binaire)
Valeur mini
(27) (26) (25) (24) (23) (22) (21) (20)
0
255
-128
+127
Valeur maxi
(Offset)
ENTIER Signé (Complément à deux)
-(27) (26) (25) (24) (23) (22) (21) (20)
Signe
FRACTIONNAIRE Signé {1-7} (Compl. à 2)
-(27) (26) (25) (24) (23) (22) (21) (20)
Signe
Position de la virgule
128 (-1)
128
127
(+0,99218)
128
Conversion en bande de base
• Architecture identique à la conversion directe en
analogique (dite encore "conversion homodyne").
• Utilisation de deux voies en quadrature pour lever
l’ambiguïté du repliement de spectre en bande de base.
• Schéma fonctionnel :
I Traitement
du CAN
Q
COS
OL
SIN
Bande
de base
Filtres
de canal
• Traitement numérique par logiciel (VLF-LF), ou
• Utilisation d’un ASIC type "DDC" (HF-VHF), ou
• Programmation d’un FPGA
Conversion par DDC (Digital Down Converter)
• Dynamique instantanée en sortie : 96 dB (2 × 16 bits)
• Entré = nombre fractionnaire signé {1,n} (n = 1..15)
• OL = N.C.O. incrément de phase sur 32 bits, sortie sur
18 bits (+2 bits pour diminuer le bruit de phase).
• Filtrage de canal avec un filtre de décimation à rapport
élevé (filtre en peigne) suivi d’un filtre FIR passe-bas.
• Dynamique interne = 102 dB (calculs sur 17 bits).
• Synoptique (une voie) :
Filtrage
Décimation
(DDC = HSP50016)
Multiplieur
du CAN
(2..16 bits)
∆ϕ (Fo)
CLK(in)
par N
de canal
Filtre
en peigne
FIR
Passe-Bas
cos ou sin
NCO
÷N
I ou Q
(2×16 bits)
CLK(out)
Sélectivité
Oscillateur numérique (N.C.O.)
• Il fournit les valeurs échantillonnées d’un signal
sinusoïdal (ou cosinusoïdal) à la fréquence Fo.
U(n) =
SIN
COS
(ϕn) avec : ϕ(n) = ϕ(n-1) + ∆ϕ
• Processus générique:
∆ϕ
32
∑
ϕ(n-1)
∑ = Addition
∆ϕ = 2π
ϕ(n)
32
Z-1
Table
sinus
cosinus
18
18
SIN
COS
Unité de temps T =
1
CLK(Hz)
Fo (radians) ou ∆ϕ = 360 Fo (degrés)
CLK
CLK
Filtre en peigne (décimation)
• Processus :
X(n)
Retard Q étages (Q échantillons)
∑
Z-1
Z-1
Z-1 = Unité de temps T = 1 / Fe
Z-1
Z-1
i(0)
∑
Y(n)
Z-1
∑ = Sommation
i(0) = X(n) – X(n-Q) Y(n) = i(0) + Y(n-1)
• Réponse :
Amplitude dB
0
-100
0
1er
ordre
4ème
ordre
Fe/Q 2Fe/Q 3Fe/Q 4Fe/Q
F
Filtre à Réponse Impulsionnelle Finie
(F.I.R.)
• Processus :
k0
×
k1
X(n-1)
×
∑
Z-1
k2
MAC
X(n-2)
Exemple (FIR du second ordre) :
Y(n) = k0.X(n) + k1.X(n-1) + k2.X(n-2)
×
∑
• Réponse :
0
FIR equi-ripple
-dB
F
Kn = coefficients de la réponse impulsionnelle
MAC = Multiplication-ACcumulation
Y(n)
Filtres
X(n)
Z-1
Réponse fréquentielle
dB
-∆F Fo +∆F
+
0
kn
T0
-
F
t
Réponse impulsionnelle
Filtrage de canal (HDF + FIR)
• En gardant un échantillon sur Q éch. à la sortie d’un filtre en
peigne, nous obtenons une décimation par Q (CLKout= CLKin / Q).
• Avec un FIR synthétisé à la fréquence de l’horloge de sortie du
filtre décimateur, les repliements du FIR tomberont dans les nuls
du filtre en peigne.
Repliements
Bande de Nyquist
+ FIR
HDF
F
HDF du
5ème
F
Q = 16 Fs = Fe/Q
ordre
FIR 128 coefficients
Filtre de canal
DDC = HSP50016
0
Fe/2
F
Architectures alternatives
• Utilisation d’un DDC avec FIR programmable
• Utilisation d’un DDC sans FIR (filtrage par logiciel)
• Utilisation d’un FPGA et d’un NCO :
COS
CLK(in)
FPGA
SIN
du CAN
NCO
I
Q
CLK(out)
Filtrage de canal par logiciel
Mélangeurs
FPGA Filtres décimateurs
Diviseur d’horloge
NCO : composant courant
(utilisé pour faire des DDS)
• Un FPGA est un composant logique programmable
comprenant des portes, bascules, buffers, voire des
circuits complexes (additionneurs, multiplieurs, etc.)
en Bande de Base
Réception de la BLU
• Le signal audio (BLU) est disponible directement aux
deux sorties I et Q avec une restriction :
- Les deux canaux complémentaires (BLU+, BLU-) ayant la même
référence Fo sont superposés (repliés l’un sur l’autre).
- Aucun problème, autre qu’une diminution de 3 dB du rapport
S/B, si le signal dans l’autre canal n’existe pas.
- Sinon, on utilise les propriétés d’un changement de fréquence
pour séparer les deux canaux avec la technique du "phasing".
- Le canal non désiré est appelé "canal image" (fréquence image,
bande passante image, etc.).
• La technique numérique du phasing est exactement la
même que celle utilisée en analogique.
Méthode du PHASING
• Problème :
F
Fo(n)
BLU+
BLU+
Canal
n-1
Canal
n
×
Fo(n-1)
F
Fzéro Canal n-1 replié
Canal n
F
Fo(n)
• Le canal replié correspond à des fréquences négatives (!) En réalité
• Solution :
du CAN
nous avons {U,-F} = {-U,F}, soit un déphasage de 180° (réf=Fo).
DDC
Filtres
I
COS
SIN
Q
décimateurs
N.C.O. (Fo)
Filtre de
Hilbert
-90°
0°
∑
BLU
Ligne à
retard
• Filtre de Hilbert : FIR passe-tout amenant un déphasage de 90°.
• Ligne à retard : pour compenser le retard du filtre de Hilbert.
Fonctionnement du PHASING
• Mélangeur : la sortie suit les variations de phase des 2 entrées.
• Soit FOL = constante :
- Pour FE > FOL, le vecteur {FE-FOL} tourne dans le sens normal.
- Pour FE < FOL, le vecteur {FOL-FE} tourne en sens inverse.
• Soit 2 signaux, A à FOL + 1 kHz, et B à FOL - 1 kHz
et soit T0 le moment ou les 2 vecteurs sont en phase à la sortie I.
• à T0 + 250µs (plus un quart de période) nous avons :
BLU+
I
Phase (A’) +90°
Phase (B’)
-90°
S o r t i e s
Sortie
Q Hilbert (I) L.A.R. (Q) Additionneur
0°
0°
0°
2×A’ (en phase)
0°
0°
-180°
0 (en opposition)
La sortie Q a un retard de 90° dû au déphasage de l’OL.
Méthode du WEAVER
• La fréquence de l’OL se situe au milieu de la bande utile.
• Problème :
F
F(OL)
½ Canal décalé
½ Canal replié
×
Fo(n) Canal n Fo(n+1)
F
F(OL)
Fzéro
F
• Solution : Faire un changement de fréquence avec un OL égal à
du DDC
FOL – Fo, et supprimer les repliements indésirables grâce aux
voies en quadrature.
I
Q
Filtre de Hilbert
Filtre
-90°
0°
LAR SIN
COS
∑
BLU
Passe-bas
N.C.O. (FOL – Fo)
• Le Weaver est universellement employé pour passer d’une bande
de base complexe (I/Q) en bande de base réelle.
Fonctionnement du WEAVER
• Diagrammes fonctionnels :
2 voies en quadrature
Fzéro
F
I et Q en phase
I et Q en opposition
×
½ Canal décalé
½ Canal replié
(canal replié sur lui-même)
F(OL-Fo)
Fzéro
F(OL-Fo)
F
• Avantages : - Déséquilibrage entre les voies I et Q peu critique.
- Permet de rattraper un écart entre Fo Emission et Fo Réception.
• Inconvénient : Le filtre de canal étant de bande moitié, FCLK
aussi, ce qui nécessite une interpolation par deux.
• Interpolation : Elle consiste à doubler l’horloge, puis à insérer
un zéro entre les échantillons. L’interpolation sera faite à l’aide
d’un FIR passe-bas.
CLK
× 2 CLK
s
e
0 = valeur moyenne d’un
signal sinusoïdal
IN
n (impair)
0 n (pair)
n
OUT
Démodulation de l’AM
Sin
Q
• Diagramme vectoriel :
A
I
Cos
Vecteur tournant
à la vitesse de la
modulation (BF)
• Démodulation : OUT = I2 + Q2
• Calcul de la racine carrée :
- Soit il est implanté dans un calculateur en virgule flottante
(coprocesseur math d’un PC par exemple)
- Soit il utilise un polynôme d’approximation.
- Soit il utilise des tables.
Régulation du niveau BF
• A la sortie du DDC, la dynamique atteint 100 dB . Or
l’écoute de la phonie demande un niveau crête constant.
• Dans un récepteur analogique, une régulation est faite
par la boucle de CAG.
• Chronogramme du gain d’une boucle de CAG (burst) :
GAIN (dB)
Désensibilisation (<1 ms)
Gmax
Maintien
(≈ 500 ms)
Resensibilisation
(plusieurs secondes)
t
• Le processus redémarre à chaque nouveau dépassement
A.L.C. en bande de base
• En numérique la fonction peut être réalisée parfaitement
en boucle ouverte :
IN
Mise à l'échelle
n
OUT
n
Mesure
niveau
crête
n-1
Algorithme d'ALC
G(n) > G (n-1)
Mémoire G(n) < G (n-1)
Nouveau
rapport
Rapport
à la
pleine
échelle
Comparaison
avec le
précédent
>
<
Init
tempo
maintien
Fin
Oui
tempo
Décrément
Non
maintien
tempo
maintien Facteur de
G(n) = G (n-1)
resensibilisation
CAG HF (devant le CAN)
• La dynamique d’un (bon) récepteur avoisinant les 130 dB, et celle
E
Gain
Niveau
crête
Seuil H
Seuil B
DDC
1
Comparateurs
1
4
S
Démod
Numérique
CAG HF
Analogique
CAN
du CAN + DDC étant de l’ordre de 90 dB, il est nécessaire de
mettre un système de CAG devant celui-ci.
• Cette CAG HF pouvant agir sur un brouilleur oblige à
compenser son action dans le système d’ALC BF pour éviter
une perturbation sur le signal utile (brevet Thalès) :
Réf
P.E.
ALC
n-1
Compensation
2
Delta
gain
Retard
Démodulation de la phase
• Diagramme vectoriel :
Sin
Q
Vecteur
modulation
Cos
β
Q
α
• α = Arc Tan ( )
I
I
I
• β = Arc Tan ( )
Q
• Le calcul de l’arc tangente peut être implanté dans un calculateur
spécialisé (coprocesseur math du PC par exemple)
• Si on utilise des tables, pour éviter une division par zéro, on calcule
la tangente sur 45° (0..1) en utilisant la propriété suivante :
Arc Tan |Q/I| = 90° − Arc Tan |I/Q|, car α = 90° − β
• On obtient les angles de 90 à 360° en observant les signes de I et Q
{+ +} = premier cadran {− +} = 2ème cadran,
{− −} = 3ème cadran,
{+ −} = 4ème cadran.
Démodulation de la FM
• La FM est une modulation de phase particulière, l’information
étant contenue dans sa variation par rapport au temps :
Yn = K×(dϕ / dt), dt = Tn - Tn-1 = 1, dϕ = ϕn - ϕn-1
• Plus K est grand et plus la bande passante est étroite.
• On peut obtenir un résultat approché sans calculer la phase :
Y(n) =
Avec A = K×(2π/Féch)
• Pas besoin d’ALC car Y est indépendant de l’amplitude de I et Q
• Problème : Notre système passe le continu et si la réception est
mal synthonisée, il va se produire une dérive de la valeur moyenne
le mettant rapidement en butée.
• Solution : Calculer l’écart de la moyenne de phase sur m échant.
n
(∑
dϕ /m) par rapport à zéro et le soustraire de dϕ(n) (sorte de CAF)
n-m
Conversion Numérique - Analogique
• Schéma générique d’un CNA :
1mA
0,5mA
0,25mA 0,125mA
VCC
R
LSB
MSB
Registre (mémoire temporaire)
4
Bus informatique
Us
Us = -∑ In × R
• Une dynamique de 40 dB étant suffisante en bande de base, un
CNA standard de 10 ou 12 bits convient bien.
• La sortie se faisant par paliers, son spectre est le résultat de la
convolution du signal désiré avec un signal carré à F-Horloge.
• Nous aurons les mêmes problèmes qu’avec un mélangeur à
commutation : repliements de spectres et réponses harmoniques.
Post-filtrage C N A
• Problème et solution :
dB
0
Alias
Féch
Féch
3,5kHz 2 5,5kHz 9kHz
dB
0
Fo
F
1
T = (Féch/2)-Fo
Filtre P-Bas
Féch
Féch
3,5kHz 2 5,5kHz 9kHz
F
(La figure correspond à Fo/n)
• Le filtre P-bas (analogique) est appelé "Filtre de reconstruction"
ou "Filtre anti-repliements".
• Il est généralement réalisé en technique "capacités commutées".
Réception panoramique
• Trois architectures rencontrées :
OL1
Fo (Fc)
coupleur
Analogique
Bande
-6dB
HF
Base de temps
Excursion
Résolution
Scope
-1dB
Suite récepteur analogique
Canal
HF
Numérique
coupleur
Mixte
Fo (Fc)
du CAN
OL1
-6dB
-1dB
cos
sin
I
CODEC
stéréo
Traitement
numérique
Q
Canal
(FFT)
Ecran
Suite récepteur analogique
DDC-2
I
Q
DDC-1
I
Q Démod
FFT
Ecran
CNA
Réception panoramique (2)
• Opération effectuée sur le signal : Transformée de Fourier.
• En analogique, la sortie est la convolution du spectre du signal
d’entrée avec la réponse d’un filtre passe-bande à une fréquence
continûment variable :
+ Signal d’entrée
Ueff
t
U
-
T
0
U1
Spectre
U2 U3
1/T 2/T 3/T
F
×
Filtre FI
Ueff
=
Fo
U1
Sortie
U2
0
U3
1/T 2/T 3/T
F
• En numérique, l’échantillonnage va apporter les effets suivants :
- La transformée de Fourier devient périodique.
- Le spectre est constitué de raies harmoniques {n/T}, T étant la
durée d’enregistrement avec n maxi = Nbre d’échantillons.
- La sortie sera la convolution du spectre réel avec le spectre d’un
rectangle de durée T (spectre en sinX/X).
Réception panoramique (3)
• Spectre numérique :
Signal d’entrée
U
T
Ueff
Spectre réel
U1
t
0
1/T 2/T 3/T
Ueff
=
U2 U3
Sortie :
U1
F
×
-F
T
0 2π/T
1/T
U2
0
Spectre
+F
= courbe théorique
= point calculé
= courbe interpolée
U3
F
• Plus le Nbre de points est important et moins le sinX/X est gênant.
• Exemple :
- Soit une bande de 100 kHz divisée en 50 canaux de 2 kHz
- Pour avoir une dynamique de 54 dB, il nous faudra faire une
analyse sur 256 échantillons I et Q. Avec une horloge à 150 kHz,
nous pourrions avoir un spectre toutes les 1,7 ms.
Transformée de Fourier numérique
• Le processus numérique de calcul d’une transformée de Fourier
est appelé "DFT" (Discrete Fourier Transform).
• La DFT est gourmande en opérations (carré du Nbre de points)
• Mais beaucoup d’entre elles sont redondantes.
• On peut en réduire le nombre grâce à la décimation :
- Soit une DFT sur 1000 points, elle demande 106 opérations
- En additionnant deux DFT sur 500 points, on obtient :
5002 + 5002 + 500 = 50500 opérations au lieu d’un million
- On poursuit jusqu’à avoir une addition de DFT sur 2 points,
alors le Nbre de points doit être une puissance de deux.
• Cette méthode est appelée "FFT" (Fast Fourier Transform)
• Une FFT sur 512 points ne demande que {N.Log2(N)} :
512 × 9 = 4608 opérations (512 = 29)
Historique de la réception numérique
• Années 80 :
CAN
FIRs de
CANAL
- Développement des VLSI, des ASIC et des microprocessurs.
- Numérisation sur FI basse avec une horloge quadruple de la FI :
NCO:
I
Traitement
FIR décimateur
CLK 1 2 3 4
en bande
FI
cos
Q
COS 1 0 -1 0
FIR décimateur
de base
SIN
0 1 0 -1 CLK
CLK
sin
A S I C CLK ÷4
microprocesseur
- Application typique : récepteurs de goniométrie.
• Années 90 : Arrivée du GSM (téléphonie mobile)
- Développement des CAN RADIO pour les récepteurs des stations
de base GSM et la réception des satellites multi-canaux.
- Avènement des DDC, des DSP et des FPGA. Montée en puissance
des microprocesseurs.
- La numérisation sur fréquence antenne (HF) devient possible.
Etudes et réalisations personnelles
• 1990 : Récepteur HF large bande avec numérisation sur FI basse.
Roofing
ANT
FI 96 kHz
CAN
G
Filter CAG
OL1 HF
Synthé
OL2
16
÷N 384 kHz
DSP
CNA
(Brevet Thalès : CAG)
• 1995 : Récepteur VLF-LF pour sous-marins (schéma classifié).
• 1997 : Récepteur HF tactique, Num. à Fantenne (démonstrateur).
ANT
AD603 BUFFER
Attén.
10dB
G=6dB
CNA
(Brevet Thalès :
Linéarisation CAN)
DDC
30dB
MAV11
0-42dB
Filtre AD9042 HSP50016
bruit
Q
12
I
CAN
réf
comp
4
réf
2
dither
40 MHz
CLK
CNA
Traitement
Bande de base
Gestion
PC
Etudes et réalisations perso. (suite)
• 1998 : Sorte de VNA pour mesurer ZANT et commander une boîte
d’accord antenne en un coup (TR HF 400W à sauts de fréquence).
- Discrétion totale : tm < 50 ms, Pm < 10 dBm.
Boîte
Emetteur
(synchrones)
accord Fouet
I
HF 400 W
U Récepteur
numérique
(Brevet Thalès)
Q
I Récepteur I
Q
numérique
DSP
Cde accord
Canal
• 1998 : Linéarisation d’émetteurs HF BLU, 1 et 3 kW, à état
90°
0°
Modulateurs AM
I
+
Q
Réc.
Num
I
Q
CNA
CNA
(Brevet Thalès)
coupleur
IN
coupleur
solide (MOSFET de puissance).
+
OUT
P.A.
Attén.
Réc.
Num
I
T R A I T E M E N T et G E S T I O N
Q
ALC
Etudes et réalisations perso. (suite)
• 1998 : Dipôle HF actif avec conversion numérique et liaisons par
fibres optiques, y compris l’alim "ANTENNE NUMERIQUE".
Front
-End
CLK
12
ϕ
MUX MUX
Support isolé
Câbles optiques
ALIM
CAN
1,5 m
Electronique
ANTENNE
1,5 m
1,5 – 30 MHz
Interface
F.O.
Interface
F.O.
Interface
F.O.
• 1999 : Récepteur de contrôle DRM, MF - HF (carte PC).
• Projets (1999) :
- Récepteur multicanaux VHF
- Linéarisation des émetteurs TV TNT
- Récepteur satellite multicanaux (numérisation FI)
- Avionique intégrée (HF, VHF, UHF, Radars, Contre Mesures).
FIN

Récepteur numérique

Transcription

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