40m QRP TRX nach der Phasenmethode, DL4ZAG, CQ DL 5/2010

40 m QRP Transceiver nach der Phasen- oder Zero IF Methode
Nach langjähriger Bastelabstinenz, bedingt durch Vorstandsarbeit und die Gründung einer
eigenen beruflichen Existenz, kam mir durch Zufall eine Schaltungsbeschreibung für einen
KW SSB/CW Empfänger von Rick Campbell, KK7B1, nach der Phasenmethode in die Hände.
Das Konzept erschien mir so einfach wie genial und trotz seines Alters durchaus zeitgemäß.
Die Schaltung wurde etwas auf hiesige und heutige Bauteile modifiziert, und wie für ein
Experiment üblich, auf Lochrasterplatine aufgebaut. Das Ergebnis war so überraschend gut,
dass ich beschloss, die Sache weiter zu verfolgen. Zum RX kam ein DDS VFO, ein CW
Filter, Microkontroller Steuerung, LCD Display und schließlich ein Sender mit 5 Watt
Endstufe.
Um es gleich vorweg zu nehmen, dies ist keine Bausatzbeschreibung im Sinne von: nehme
Bauteil X und stecke es auf die Platine Y und verlöte es dort. Sondern es handelt sich um eine
Schaltungsbeschreibung einer Konzeptstudie, bei der trotz des Lochrasteraufbaus Wert auf
Einfachheit und Reproduzierbarkeit und vor allem Spaß am Experimentieren gelegt wurde.
Bild1: 40m QRP Transceiver
Theorie:
Anders als beim konventionellen Empfänger, bei dem das Empfangssignal auf eine ZF im
Megahertzbereich herunter gemischt und anschließend demoduliert wird, wird beim Zero IF
Empfänger oder auch Direktmischer das Empfangssignal direkt in den NF Bereich herunter
gemischt. Auf diese Weise lässt sich ein extrem einfacher Empfänger realisieren. Hierzu gibt
es zahlreiche Beispiele in der Amateurfunkliteratur der letzten 30 Jahre. Die Kombination aus
dem Mischer IC NE602 und dem NF Verstärkerbaustein LM386 zählt wohl zu den Klassikern
dieser Empfängerspezies.
Allen Schaltungen, die diesem Konzept folgen, egal ob einfachst RX oder komplexe
Schaltung, haben einen systembedingten Nachteil, nämlich die Doppeldeutigkeit des
Empfangssignals. Bein konventionellen RX wird das Eingangssignal auf eine
Zwischenfrequenz gemischt. Hierdurch entstehen zwei mögliche Empfangsfrequenzen, die
sich um den Betrag der ZF um die VFO Frequenz spiegeln. D. h. die gewünschte
Empfangsfrequenz lässt sich von der unerwünschten Empfangsfrequenz (Spiegelfrequenz)
leicht durch ein entsprechendes Vorfilter trennen, da sie in der Regel mehrere Megahertz
auseinander liegen.
Beim Direktmischer wird das Eingangssignal in einer Stufe direkt auf die NF gemischt, der
VFO schwingt somit auf der Empfangsfrequenz. Hierbei ergeben sich ebenfalls zwei
1
High-Performance, Single-Signal Direct-Conversion Receiver, QST January 1993
mögliche Empfangsfrequenzen, die sich wiederum um den VFO spiegeln. Diese liegen jedoch
unmittelbar ober- und unterhalb der VFO Frequenz, so dass sie sich nicht durch ein Filter
trennen lassen. Handelt es sich um ein SSB Empfangssignal, ist dies das obere und untere
Seitenband.
Bild 2: Blockschaltbild Direktmischer
Um bei diesem Konzept ebenfalls Signaleindeutigkeit zu erzeugen, bedient man sich einer
Schaltungsvariante, die in den Anfängen des SSB Funks als Phasensender oder auch SSB
nach der Phasenmethode bekannt war. Glaubt man der Literatur aus dieser Zeit, so war der
Erfolg dieser Methode bestenfalls als marginal zu bewerten. Heute in einer Zeit, in welcher es
bei einer Schaltung auf eine Handvoll Bauteile mehr oder weniger zumindest finanziell kaum
ankommt, denn viele Kleinteile sind Pfennigartikel geworden (Centartikel klingt an der Stelle
einfach nicht gut), sieht die Sache ganz anders aus. Wie diese Methode nun genau
funktioniert, soll an Hand von Bild 3 erläutert werden. Es sei noch erwähnt, dass versucht
wurde, bei der Beschreibung ohne höhere Mathematik auszukommen, weshalb die
Darstellung stark vereinfacht ist. Für weiterführende Beschreibungen empfehle ich die Artikel
zu diesem Thema, die auf der Seite www.zero-if.de hinterlegt sind.
Bild 3: Prinzipdarstellung Phasen RX
Zum besseren Verständnis betrachten wir nur eine Momentaufnahme einer einzigen
Frequenzkombination (HF, VFO und NF). Was für diese eine Frequenzkombination
funktioniert, funktioniert auch für alle anderen Frequenzen des Übertragungskanals. Die
Signale werden als Zeiger dargestellt. Die Länge der Zeiger entsprechen den Amplituden, hier
aus Platzgründen nicht maßstäblich dargestellt, und die Winkel entsprechen der Phasenlage
der Signale. Als mit der Zeit fortschreitende Phasendrehung wird Rechtsdrehung
angenommen. Wie bereits erwähnt, gibt es bei der Mischung zwei mögliche
Empfangsfrequenzen, hier dargestellt durch die beiden Zeiger f1 und f2.
Das Eingangssignal gelangt durch einen 3 dB Koppler zu den beiden Mischern (SRA1).
Somit „sieht“ jeder Mischer die Eingangssignale in gleicher Amplitude und Phasenlage.
Das VFO Signal wird dem oberen Mischer direkt zugeführt, während das Signal für den
unteren Mischer um 90° in der Phase verschoben zugeführt wird. Am Ausgang der beiden
Mischer entstehen nun die beiden möglichen Empfangsfrequenzen, die in den NF Bereich
herunter gemischt wurden. Am oberen Mischer entstehen die beiden Signale in gleicher
Phasenlage. Am unteren Mischer entstehen sie um 90° in der Phase verschoben. Im unteren
Zweig wird das NF Signal um weitere 90° in der Phase verschoben, so dass beide Zeiger
(Frequenzen) um 180° gegeneinander verschoben sind. Addiert man jetzt die Signale im
oberen und unteren Zweig, so wird das gleichphasige Signal verstärkt, das gegenphasige
ausgelöscht. Somit wurde die Signaleindeutigkeit erreicht. Der Grad der Auslöschung
(Unterdrückung des unerwünschten Seitenbandes) hängt von der Genauigkeit der 90°
Verschiebungen und der Amplitudengleichheit im oberen und unteren Zweig ab.
Bild 4: Prinzipdarstellung Phasen TX
Die Senderseite funktioniert genau wie der Empfangszweig nur „rückwärts“. Hier wird der
Einfachheit halber auch nur eine Frequenzkombination in Momentaufnahme dargestellt. Das
NF Signal wird den beiden Mischern „rückwärts“, einmal direkt und einmal um 90° in der
Phase gedreht, zugeführt. Die beiden Mischer werden genau wie beim RX vom VFO Signal
angesteuert. Dadurch entstehen je zwei Ausgangssignale f1 und f2 (oberhalb und unterhalb
der VFO Frequenz). Im oberen Zweig sind beide Signale gleichphasig, im unteren um 180°
gegeneinander verschoben. Addiert man nun beide Signale, wird wiederum das eine verstärkt
und das andere unterdrückt und somit ein SSB Signal erzeugt.
Aus der Tatsache, dass die Ringmischer beim Senden und Empfangen einmal „vorwärts“ und
einmal „rückwärts“ benutzt werden, entstand die Idee, dieses Konzept in einem Transceiver
umzusetzen. Dies soll an Hand des folgenden Blockschaltbildes näher erläutert werden.
Bild 5: Blockschaltbild des 40m Transceivers
Das Empfangssignal gelangt unter Umgehung der Endstufe zu einem dreikreisigen HF
Vorfilter. Anschließend auf einen 3 dB Koppler von Minicircuits. Dieser Koppler speist die
beiden Ringmischer. Diese werden von einem DDS Baustein von Analog Devices, der bereits
über einen 0° und einen 90° Ausgang verfügt, angesteuert. Da der Mischer an allen Ports 50
Ω „sehen“ will, was am VFO und HF Port leicht zu verwirklichen ist, wird der Mischer am
ZF Port mit einem Diplexer abgeschossen. Darauf folgt die Sende- Empfangsumschaltung
(einfaches NF Relais). Weiterhin folgt die erste aktive Baustufe des Empfängers, der NF
Vorverstärker. Da es nicht möglich ist, ein Signal um 0° und das andere um exakt 90° zu
verzögern, werden nun beide Signale in einem aktiven Allpassfilter verzögert. Das eine um
90° mehr als das andere. Am Ausgang dieses Filters werden beide Signale mit einem
Widerstandsnetzwerk addiert. Im Anschluss daran erfolgt die eigentliche Selektion mittels
eines 3-stufigen Cauerfilters, je eins für SSB und CW. Darauf folgt die Lautstärkenreglung
und die NF Endstufe. Der Empfänger verfügt in diesem Ausbaustadium über keine AGC. Alle
Baustufen sind auf größtmögliche Linearität ausgelegt. KK7B weist in seinen
Veröffentlichungen2 darauf hin, dass bei sorgfältiger Schaltungsauslegung eine AGC nicht
unbedingt nötig ist. Dies deckt sich auch mit den Erfahrungen des Autors. Jedoch sollte man
bei Kopfhöhrerbetrieb etwas Vorsicht walten lassen.
Die Aufbereitung des Sendesignals gestaltet sich wie folgt. Das Mikrofonsignal wird in einen
regelbaren Verstärker mit Dynamikkompression (Analog Devices SSM2166) verstärkt und in
der Amplitude limitiert, ohne dass hier nennenswerte Oberwellen entstehen. Dies ist
besonders wichtig, da die im weiteren Verlauf folgenden Mischer sehr empfindlich auf
Übersteuerung reagieren (Stichwort Splatter). Für CW Betrieb ist ein 800 Hz Oszillator
vorgesehen, der ebenfalls einen sehr geringen Klirrfaktor aufweist. Das Mikrofonsignal oder
der CW Oszillator werden alternativ über einen Summierer einem Hoch- und Tiefpassfilter
zugeführt. Dieser Bandpass für den NF Bereich begrenzt das Signal auf die übliche SSB
Bandbreite von ca. 2,7 kHz (bei SSB NF Bandbreite gleich HF Bandbreite) und stellt sicher,
dass nur Signale zur nächsten Stufe gelangen, die dort auch verarbeitet werden können. Der
nun folgende Polyphaser ist ein Allpass Filter für den NF Bereich von 300- 3000Hz. In
2
High Performance Direct- Conversion Receivers. QST August 1992
diesem Polyphaser wird durch ein geschickt dimensioniertes 6-stufiges RC Netzwerk das NF
Signal um 90° gegeneinander verschoben. Diese Schaltung hat den Vorteil, dass sie eine gehr
gute Phasengenauigkeit bei vertretbaren Bauteiltoleranzen aufweist, dies muss jedoch durch
mehr Bauteile und ein schlechteres Signal Rauschverhältnis „erkauft“ werden. Die nun um
90° verschobenen NF Signale werden in einem Operationsverstärker im Pegel angehoben und
über das Sende- Empfangsrelais den Mischern „rückwärts“ zugeführt. An deren RF Port
entstehen jeweils zwei Signale, eins oberhalb der VFO Frequenz und eins unterhalb der VFO
Frequenz. Die Phasenlagen der so entstandenen HF Signale sind derart, dass durch Addition
ein Signalpaar verstärkt und das andere ausgelöscht (unterdrückt) wird. Anschließend
durchläuft das Signal ein 3-stufiges Filter, um höhere Mischprodukte zu unterdrücken. Die so
entstandenen 0,1 mW werden in einer 3-stufigen MOSFET PA auf 5 Watt verstärkt.
Der zentrale Steuerbaustein ist ein 8 Bit RISC Prozessor des Typs ATMEL Atmega32. Durch
diesen wird der VFO Knopf abgefragt, daraus ein Steuerbefehl für den DDS errechnet und die
Frequenz auf dem Display dargestellt. Die Sende- Empfangsumschaltung wird ebenfalls vom
Prozessor erledigt. Die entsprechende Software wurde in BASCOM geschrieben und erledigt
zurzeit nur das Allernötigste. Der Grund hierfür liegt hauptsächlich in der Tatsache, dass der
Autor in eine Welt ohne Mikroprozessoren hineingeboren wurde und jegliches Wissen zu
diesem Thema mühsam erarbeitet werden musste.
Die detaillierten Schaltbilder sind auf der Seite http://www.zero-if.de hinterlegt.
Detailbeschreibung der wichtigsten Baustufen
VFO Knopf
Auf die Konstruktion des VFO Knopfes wurde besonderes Augenmerk gelegt, stellt er doch
das Interface „Mensch zu Maschine“ dar. Hier sind „look and feel“ aussagekräftiger als
nüchterne technische Daten. Der Antrieb besteht aus einer zweiseitig kugelgelagerten Achse,
auf die eine Schlitzscheibe aus einem professionellen Videorecorder (MAZ Maschine)
aufgebracht wurde. Diese wird über zwei Lichtschranken abgetastet. Die „vorwärts“
„rückwärts“ Erkennung erfolgt hardwaremäßig über ein Flip Flop, die Ausgangsimpulse
werden durch 4 geteilt, um eine Frequenzänderung von etwa 3 kHz pro Umdrehung zu
erreichen. Desweiteren ist auf der Achse eine Schwungscheibe, die mit einer Bremse versehen
ist, angebracht. Wer sich den Exkurs in die Mechanik sparen möchte, kann bei RS
Components GmbH3 einen geeigneten Drehgeber für ca. 45 € bestellen.
Bild 6: VFO Knopf, Rückseite
3
http://www.rs-online.de Bourns Encoder mit 64 Zyklen RS Best. Nr.: 263-2873
Diplexer
Wie dem Datenblatt zu entnehmen ist, muss ein Diodenringmischer, in diesem Falle
Minicircuits SBL1, an allen Ports mit 50 Ω abgeschlossen werden. Am RF und LO Port ist
dies relativ einfach zu realisieren, hier reagiert der Mischer jedoch vergleichsweise
unempfindlich auf Fehlanpassungen. Am IF Port hingegen ist es zwingend nötig, auf einen
optimalen Abschluss zu achten, denn nur so werden die spezifizierten Werte erreicht. Dies ist
beim Direktmischer deutlich aufwendiger als bei der Mischung in den Megahertzbereich,
denn es muss ein RC Netzwerk geschaffen werden, das den NF Bereich (300-3000Hz)
passieren lässt und für alle weiteren Frequenzen einen 50 Ω Abschluss darstellt. An diesem
Thema haben sich über die Jahre mehrere Autoren4 versucht. Der Entwurf von KK7B, wenn
auch aufwendig, ist aus Sicht des Autors ein Optimum zwischen Performance, Anzahl und
Beschaffbarkeit der Bauteile. Da diese Schaltung im Empfänger zweifach vorhanden ist,
sollte beim Aufbau dringendst auf Symmetrie geachtet werden. Die Absolutwerte der Bauteile
sind als weniger kritisch anzusehen, dennoch sollten die Komponenten der beiden Zweige
untereinander eine Toleranz von weniger als 5% aufweisen. Die Dämpfung im
Durchlassbereich wird mit 2dB beziffert.
Vorverstärker
Die erste aktive Stufe folgt direkt auf den Diplexer und wird etwas missverständlich als
Vorverstärker bezeichnet. Hierbei handelt es sich um einen zweistufigen Transistorverstärker
mit einer aktiven Entkopplung der Betriebsspannnug. Die Baustufe ist auf größtmögliche
Dynamik ausgelegt, hat eine Ein- und Ausgangsimpedanz von 50 Ω, Verstärkung von 40dB
und eine Rauschzahl von 5dB.
Phasenfilter
Das Herzstück der Schaltung, wenn man so will, ist im RX und TX das Phasenfilter. Diese
Baugruppe sorgt für eine gleichmäßige Phasenverschiebung des NF Übertragungskanals um
exakt 90°. Die Präzision der Schaltung bestimmt die Unterdrückung des unerwünschten
Seitenbandes. Im Empfänger kommt ein zweimal 3-stufiges aktives Allpassfilter zur
Anwendung. Bei der von KK7B gewählten Dimensionierung kann mit einer
Seitenbandunterdrückung von ca. 40dB gerechnet werden. Soll eine höhere Unterdrückung
erreicht werden, müsste das Filter auf 4 bis 6 Stufen erweitert werden. Filter dieser
Größenordnung verlangen jedoch nach Widerständen und Kondensatoren mit Toleranzen im
Promille Bereich oder besser, was so in der Praxis kaum zu realisieren ist. Auch in der 3stufigen Version sollten die phasenbestimmenden Bauteile ausgemessen werden. Am
Ausgang beider Filterzweige werden die beiden Signale über ein Widerstandsnetzwerk
addiert und einem weiteren Operationsverstärker zugeführt. Das Trimmpotentiometer wird
auf beste Seitenbandunterdrückung justiert. An dieser Stelle ließe sich eine
Seitenbandumschaltung einfach realisieren. Verschiebt man die Phase im oberen oder unteren
Filterzweig um weitere 180° mittels eines einfachen invertierenden Operationsverstärkers,
kann zwischen USB und LSB umgeschaltet werden. Im Sendezweig kommt ein
Phasenschiebernetzwerk, auch Polyphaser genannt, nach ARRL Handbuch5 zur Anwendung.
Der Vorteil dieser Schaltung besteht darin, dass mit handelsüblichen Bauteilen respektable
Seitenbandunterdrückungen in der Größenordnung von 50dB und mehr zu erzielen sind. Auch
hier kann durch Einfügen einer weiteren 180° Stufe das Seitenband gewechselt werden.
PA2PIM6 hat zu diesem Thema eine sehr ausführliche Webseite mit Berechnungsbeispielen
und Simulationen erstellt, dessen Dimensionierungsvorschläge übernommen wurden. Um die
4
Roy Lewallen, An Optimized QRP Transceiver, QST 1980; Gary Breed; Wes Hayward u.A.
The ARRL Handbook 1994, Seite 18-9
6
Understanding and Designing Sequence Asymmetric Polyphase Networks Version 4.0 August 2006
http://home.planet.nl/~niess153/Polyphase_Networks/polyphase_networks.htm
5
Schaltung zu optimieren, sollten die Bauteile exakt ausgemessen werden. Es ist besonders
wichtig, dass die Bauteile in jeder Spalte untereinander möglichst identisch sind und die
präzisesten Komponenten am Ausgang und die weniger präzisen am Eingang platziert
werden. Wenn auch das Netzwerk, zumindest optisch, eine gewisse Symmetrie aufweist, so
sind Phasengang und Einfügungsdämpfung nicht reversibel. Auf Grund der zahlreichen
Widerstände hat diese Schaltung ein schlechteres Signal Rauschverhältnis als die des aktiven
Phasenfilters und ist deshalb für den RX Zweig nur bedingt einsetzbar. Dies soll in künftigen
Versuchen jedoch genauer untersucht werden. Die Tabelle in Bild 9 zeigt die zu erwartende
Seitenbandunterdrückung bei entsprechender Phasengenauigkeit.
Bild 7: Prinzipdarstellung Polyphaser, Quelle: ARRL Handbook
Bild 8: Aufbau des Polyphasers mit SMD und konventionellen Bauteilen
Bild 9: Seitenbandunterdrückung vs. Phasenfehler, Quelle: ARRL Handbook
NF Filter
Die Hauptselektion wird durch ein NF Cauerfilter siebter Ordnung erreicht. Ein- und
Ausgangsimpedanz betragen jeweils 500 Ω. Zur Anwendung kommen Festinduktivitäten der
Firma Toko7 mit der Bezeichnung 10 RB, wie sie schon im Diplexer verwendet wurden. Die
Kondensatoren sind vom Typ Siemens MKH. Die Qualität dieses Filters ist mit der eines
handelsüblichen Quarzfilters durchaus vergleichbar, und das für ein Bruchteil des
Anschaffungspreises. Die -3dB Bandbreite beträgt 2,2 kHz und bei –60dB ist sie 6 kHz.
Somit ergibt sich ein Shapefaktor von 2,7. Für CW Betrieb wurde ein zweites Filter mit 1 kHz
Bandbreite verwendet, was sich mittels einfachem Schalter oder Relais umschalten lässt. Der
Dämfungsverlauf kann mittels NF Generator und NF Millivoltmeter vermessen werden. Auch
in diesem Falle gilt Bauteilselektion verbessert das zu erwartende Resultat.
DDS VFO
Die beiden Ringmischer benötigen je ein +7dBm Signal am LO Eingang. Diese müssen um
90° gegeneinander verschoben sein. Hier bietet sich der DDS Baustein AD9854 von Analog
Devices8 an. Es handelt sich um einen 12 Bit Baustein, der über zwei Ausgänge mit je 0° und
90° verfügt. Die Ansteuerung erfolgt vom ATMEL Microcontroler über 5 Steuerleitungen im
seriellen Modus. Der DDS Chip, als 80-poliger Flatpack, wird auf eine Adapterkarte9
aufgelötet und kann anschließend im 2,54 mm Raster herkömmlicher Experimentierplatinen
weiterverarbeitet werden (siehe Bild 10). Die Betriebsspannung beträgt 3,3 V bei etwa 500
mA Stromaufnahme. Daraus resultiert, dass der Baustein mit einem Kühlkörper versehen
werden muss. Die Versorgungsspannung wird mit einem Schaltregler10 und somit fast ohne
Verlustleistung erzeugt. Die Anpassung an die 5V Steuersignale erledigen zwei Hex Inverter
des Typs 74VHC04. Als Taktsignal dient ein 100 MHz Quarzoszillator. Die beiden
Ausgangssignale werden über einen Ringkerntransformator ausgekoppelt und einem 3stufigen Pi Filter zugeführt und anschließend mit einem Transistor in Northon Schaltung auf
+7dBm verstärkt. Alle unerwünschten Signale sind um mehr als 50 dB unterdrückt bezogen
auf das Ausgangssignal.
Bild 10: DDS auf Adapter
7
Firma s.m.a.e. GmbH, www.smae.com
http://www.analog.com
9
Firma Roth Elektronik GmbH www.roth-elektronik.com QFP Multiadapter RE 471
10
Firma Recom http://www.recom-international.de/ Typ R-783.3-0.5
8
Endstufe
Am Ausgang des 3-kreisigen Filters stehen 0,1 mW Sendesignal zur Verfügung. Dies soll auf
5 Watt, demnach um 47 dB, verstärkt werden. Bei der Auswahl, ob Bipolar Transistoren oder
FET´s, fiel die Entscheidung zu Gunsten der FET´s, da vorangegangene Experimente mit
Transistoren aus dem CB Funk Bereich nicht zum gewünschten Erfolg geführt hatten.
Einfache Vorspannungserzeugung und die bessere thermische Stabilität der FET´s waren
ebenfalls Bestandteil der Entscheidungsfindung. Es wurden eine Reihe von Testaufbauten mit
MOSFET´s, wie sie in Schaltnetzteilen Verwendung finden, durchgeführt. Verstärkung und
Linearität waren durchaus passabel, jedoch konnte keine Dimensionierung gefunden werden,
bei der die Verstärkung im gesamten KW Bereich annähernd gleich blieb. Ein Aufbau mit
„echten“ HF MOSFET´s der Firma Mitzubishi11 brachte schließlich den gewünschten Erfolg.
Die Schaltung besteht aus zwei Gegentaktstufen, die von einem Bipolar Transistor
angesteuert werden. Die Schaltung birgt im Prinzip keine Besonderheiten. Das Geheimnis des
Erfolges liegt in wochenlangem „Ausprobieren“ von Windungszahlen der Überträger und
jeweils entsprechenden Gegenkopplungen. Das geflügelte Wort vom „Oszillator, der nie und
dem Verstärker, der immer schwingt“ gewinnt in diesem Zusammenhang eine neue
Bedeutung. Die Messwerte belegen, dass hier schlussendlich eine Schaltung mit durchaus
respektablen Werten gefunden wurde. Dennoch ist ein zweistufiges Pi Filter am Ausgang
unabdingbar. Die Doppellochkerne sind bei Reichelt12 zu beziehen.
Messwerte, Sender
Die Messwerte wurden mit einem HP 8560E Spectrum Analyzer mit Tracking Generator
ermittelt. Bild 11 zeigt das Ausgangsspektrum bis 50 MHz im CW Betrieb bei 6 Watt
Ausgangsleistung. Alle Oberwellen sind um mindestens 55 dB unterdrückt. Bild 12 zeigt das
gleiche Signal mit einer Auflösung von ± 5 KHz um den unterdrückten Träger bei 7 MHz.
Die beiden Signale in 2,4 KHz Abstand von der Mittenfrequenz sind Mischprodukte höherer
Ordnung, die den Mischern zuzuordnen sind.
Bild 11: Eintonaussteuerung bis 50 MHz,
gemessen mit 30 dB Dämpfungsglied
11
12
Bild 12: Eintonaussteuerung 7 MHz ± 5KHz,
gemessen mit 30 dB Dämpfungsglied
http://www.mitsubishielectric.de/ Verkauf in DL durch http://www.glyn.de Typ RD06HHF1 und RD16HHF1
Firma Reichelt http://www.reichelt.de Lochkerne Typ Amidon BN432402 und BN 43-202
Bild 13 zeigt den Frequenzgang der 5 Watt Endstufe. Die beiden Cursor sind bei 1,8 MHz
und bei 30 MHz angeordnet. Der Leistungsabfall beträgt in diesem Bereich –3dB.
Bild 14 zeigt den Intermodulationsabstand der Endstufe, der mit einem Eigenbau 2-Ton
Generator mit 34,5 dB ermittelt wurde. Im restlichen KW Bereich sind die Werte ähnlich.
Bild 13: Frequenzgang nur Endstufe,
gemessen mit 30 dB Dämpfungsglied
Bild 14: Intermodulationsabstand nur PA,
gemessen mit 30 dB Dämpfungsglied
Messwerte, Empfänger
Der Empfänger zeigt keinerlei Mikrofonie oder Netzbrumm beim Betrieb mit Netzteil und
ordnungsgemäß geerdeter Antenne. Werden Messgeräte an den Empfänger angeschlossen,
können leicht Erdschleifen entstehen, die Netzbrummen verursachen, welches unter
Umständen größer ist als das zu messende Signal. Dieser Effekt kann durch galvanische
Trennung der Messgeräte verbessert werden. Obwohl in den meisten Fällen „nur NF“
gemessen wird, sind die Messungen durchaus anspruchsvoll. Rein rechnerisch sollte der
Empfänger eine Rauschzahl von ca. 14 dB aufweisen. Der Wert setzt sich zusammen aus 5 dB
Rauschen des Vorverstärkers, 2 dB Verlust im Diplexer und 7 dB Verlust der Mischer. Die
von KK7B an seinen Empfängern gemessene Rauschzahl beträgt ca. 20 dB. Der Unterschied
zwischen Theorie und Praxis lässt sich auf das 1/f Rauschen der Dioden im Ringmischer
zurückführen. Der vom Autor gemessene Wert für das Rauschen liegt ebenfalls in dieser
Größenordnung. Das hört sich zwar dramatisch an, reicht aber für den Betrieb auf den
längeren Bändern, auch mit kleinen Antennen, durchaus. Es gibt in der Literatur zahlreiche
Überlegungen, der Schaltung noch das eine oder andere dB abzuringen. Aus Sicht des Autors
wäre jedoch ein intermodulationsarmer Vorverstärker der einfachere Weg. Bei einer
Rauschzahl von 20 dB ergibt sich ein Minimum Discernable Signal von –120 dBm, welches
messtechnisch so bestätigt werden konnte. Der IP3 wurde mit +18 dBm ermittelt. Die „über
alles“ gemessene SSB Bandbreite lässt sich aus Bild 15 entnehmen.
Bild 15: SSB Bandbreite gemessen von der Antennenbuchse bis Lautsprecherausgang
Fazit
In über 2 Jahren Bauzeit entstand ein Gerät, das außerordentlich gut funktioniert und das mir
seit einigen Jahren des Nicht-Funkens den Spaß am Hobby zurückgebracht hat. Die
Einfachheit der einzelnen Baustufen hat den einen oder anderen OM begeistert und vielleicht
ermutigt den Lötkolben ebenfalls wieder auszumotten um etwas zu bauen oder einfach nur zu
experimentieren, denn wir sind ja ein „Experimentalfunkdienst“.
Ausblick
Einige Gedanken zu Verbesserungen und Funktionen, die man noch implementieren könnte.
-
Erweiterung auf mehrere Amateurfunkbänder
Hinzufügen eines HF Vorverstärkers
Implementierung einer Verstärkungsreglung und somit einer S-Meter Funktion
Austausch des Lautsprecherverstärkers gegen einen rauschärmeren Typ
Ausreizen der Möglichkeiten des Microcontrolers
Einsatz von Hochstrommischern
Erstellen von kommerziell gefertigten Platinen
Erstellen einer kommerziell gefertigten Frontplatte
Danksagung:
Bedanken möchte ich mich bei den OM´s Ingo Gaspard DF1VH, Matthias Beese DH4FAW,
Thilo Lauer DL2THL und Ken Justice DL2KJ für die vielen Gespräche, Tipps und Hinweise,
ohne die dieses Projekt so nicht möglich gewesen wäre. Mein ganz besonderer Dank gilt
meiner XYL Veronika, die seit vielen Jahren die Auswüchse meines Hobbies mit großer
Geduld erträgt.