Ultra-Low-noise- MC

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Inhaltsverzeichnis
Ultra-Low-noiseMC-Vorverstärker
Stückliste
Raster 22,5 mm oder 27,5
mm
C3,C5,C7 = 220 µ/25 V stehend
C4,C6 = 100 n
Halbleiter:
Halbleiter:
D1 = LED, rot, flach
T1,T2,T3 = SSM2220 oder
MAT03 (Analog Devices)
T4 = BC560C
IC1 = OP27GP (Analog Devices)
Widerstände:
R1,R12 = 100 Ω
R2 = 15 k
R3 = 82 Ω
R4,R5 = 1k50
R6 = 150 Ω
R7,R8 = 39 Ω
R9 = 5Ω62
R10 = 82Ω5
R11 = 511 Ω
R13 = 100 k
P1 = 50-Ω-Trimmpoti
Dieser Vorverstärker ist speziell
für niederohmige Signalquellen
ausgelegt, wie sie ein
Moving-coil-Tonabnehmersystem
in hochwertigen Plattenspielern
darstellt. Eigentlich handelt es
sich um einen Vor-Vorverstärker,
der einen linearen Frequenzgang aufweist, also selbst keine
RIAA-Entzerrung vornimmt. Bei
Verwendung als MC-Preamp
wird sein Ausgang mit dem normalen Tonabnehmereingang (für
dynamische Tonabnehmer) des
Verstärkers verbunden. Der Vorverstärker kann auch zur Anpassung sehr niederohmiger Mikrofone an einen normalen Mikrofoneingang (für dynamische
Mikrofone) verwendet werden.
80
Kondensatoren:
C1 = 10 n
C2 = 10 µ/MKT (Siemens),
Außerdem:
K1,K2 = Cinchbuchse für Platinenmontage z.B. T-709G
(Monacor)
Die Eingangsimpedanz des Preamps beträgt etwa 100 Ω. Um
das Eingangsrauschen so klein
wie möglich zu halten, wurden
drei Doppeltransistoren vom Typ
SSM2220 oder MAT03 parallel
geschaltet. Da diese Doppeltransistoren einem Opamp vom Typ
OP27 vorgeschaltet werden, ist
das Rauschen der Eingangstransistoren des Opamps praktisch
eliminiert. Die Basisanschlüsse
der diskreten Eingangsstufe stellen die Eingänge eines Superopamps mit extrem niedrigem
Rauschpegel dar. Der Vorteil der
verwendeten PNP-Transistoren
gegenüber den komplementären
NPN-Typen liegt in dem sehr viel
geringeren tieffrequenten Stör-
pegel. Dem steht allerdings ein
relativ hoher Eingangs-Biasstrom von etwa 5,5 µA für die
Gleichspannungseinstellung
gegenüber, der sich aus der Einstellung des Kollektorstroms auf
2 mA pro Transistor in Verbindung mit einer relativ niedrigen
Stromverstärkung der PNP-Typen
ergibt. Um einen möglichen
Ausgangs-Offset durch Toleranzen der Widerstände R4 und R5
auszugleichen, wurde ein
Abgleich mit P1 und den Widerständen R7/R8 vorgesehen.
Transistor T4 und LED D1 sorgen für eine stabile Stromeinstellung des Differenzverstärkers. D1 sollte eine flache, rote
LED sein, deren breite Seite für
Elektor
7-8/98
Inhaltsverzeichnis
82Ω
C3
15V
R3
D1
220µ
25V
C4
C5
100n
220µ
25V
T4
R2
15k
BC560C
T1, T2, T3 = SSM2220
T3b
T2a
6
T1b
3
6
T1a
3
T2b
6
T3a
3
K1
7
2
7
2
7
R10
2
K2
C2
R12
82Ω5
100Ω
10µ
8
1
R9
C1
R6
150Ω
R11
10n
1
3
R13
100k
1
511Ω
8
100Ω
1
5Ω62
8
R1
7
8
IC1
6
2
R5
4
1k50
1k50
R4
OP27
P1
R7
R8
39Ω
39Ω
50Ω
C6
C7
100n
220µ
25V
15V
984086 - 11
Meßwerte
A. Bestückung mit 3 x SSM2220/MAT03
Eingangssignal: 0,5 mV/25 Ω
S/N (BW = 22 kHz)
71,2 dB
74 dBA
Eingang kurzgeschlossen
74 dB
76,2 dBA
B. Bestückung mit 1 x MAT03 (R3 = 249 Ω)
S/N (BW = 22 kHz)
69,5 dB
72,3 dBA
71 dB
73,7 dBA
R2
+
R9
R10
IC1
D1
T3
-
0
H2
C4
R11
R12
H1
T4
C3
R3
C5
K1
C7
K2
P1
H4
R8
R7
Elektor
7-8/98
(C) ELEKTOR
C1
984086-1
H3
R13
T1
984086-1
OUT
R5
R4
R6
C2
1-680489
R1
ROTKELE )C(
C6
T2
eine gute thermische Kopplung
an die flache Seite von T4
gepreßt wird (mit Draht zusammenbinden). Da der Eingangsrauschpegel mit 0,4 nV/√Hz so
gering ist wie der eines 10-ΩWiderstands, ist es wichtig, daß
die Rückkopplung so wenig wie
möglich daran ändert. Daraus
ergibt sich die Konsequenz, daß
die Impedanz der Rückkopplungsschaltung viel niedriger als
10 Ω sein muß. Andererseits
kann der OP27 nicht zu niederohmig belastet werden, so daß
die Rückkopplungsimpedanz
nicht weniger als 600 Ω sein
darf. Um einen niedrigen Wert
für R9 verwenden zu können,
galt es einen Kompromiß zu finden zwischen maximaler Verstärkung (hier 15,7fach bzw. 24
dB) und dem Wert von R9.
Durch einen zusätzlichen
Widerstand (R11) vor der
eigentlichen Gegenkopplung
wird ein ausreichend hoher
Abschluß für den Opamp
erreicht, während R9 den Eingangsrauschpegel nur um 0,3
81
nV/√Hz erhöht, was gemessen
einen Rauschpegel von 0,52
nV/√Hz ergibt. Wenn man mehr
Verstärkung benötigt, kann R9
nochmals kleiner werden, was
einen Rauschpegel von 0,4
nV/√Hz ermöglicht.
Ein Nachteil der Lösung mit
dem zusätzlichen Widerstand
R1 ist, daß sich die interne Verstärkung erhöht, was die Bandbreite und die Aussteuerungsmarge etwas reduziert. Allerdings spielt das bei der
Verwendung von Moving-coilTonabnehmern nur eine untergeordnete Rolle.
Für den Abgleich von P1 gibt es
zwei Möglichkeiten. Die erste
besteht darin, die am Ausgang
von IC1 (Pin 6) gemessene
Gleichspannung auf Minimum
(0 V) einzustellen. Bei der zweiten Methode wird die EingangsOffsetspannung gemessen, zum
Beispiel 0,55 mV an 100 Ω.
Von der Annahme ausgehend,
daß der Beitrag von T1, T2 und
T3 zum Offset zu vernachlässigen ist, sollte die Ausgangsspannung für perfekte Symmetrie 15,68 x 0,55 mV betragen.
Das bedeutet, die Spannung am
Knotenpunkt R10/R11/R12
sollte gemessen nach Masse
8,62 mV betragen.
Wer versuchshalber die Anzahl
der Doppeltransistoren am Eingang von drei auf eins reduzieren möchte, der braucht nur den
Wert von R3 auf 249 Ω zu
ändern. Dabei nimmt der Eingangsrauschpegel aber um 2,5
dB zu.
Am Ausgang befindet sich ein
immerhin 10 µF großer Folienkondensator, für den wir einen
MKT-Kondensator von Siemens
verwendet haben. Wenn der
MC-Vorverstärker an den normalen Tonabnehmereingang (für
dynamische
Tonabnehmer)
eines Verstärkers angeschlossen
wird, sorgt der Kondensator für
das Abblocken einer Gleichspannung.
Für die Stromversorgung
benötigt man ein kleines symmetrisches Netzteil, das stabilisierte ±15 V zur Verfügung
stellt. Die Stromaufnahme des
MC-Preamps ist mit etwa 16 mA
so klein, daß das an anderer
Stelle in dieser Ausgabe
beschriebene, symmetrische
Kleinnetzteil sehr gut geeignet
ist.
Der Aufbau auf der abgebildeten Platine ist unkritisch, nicht
vergessen sollte man aber die
Drahtbrücken unter Transistor
T3 und bei C2.
984086