Conception d`un amplificateur

PACA
EMETTEUR RECEPTEUR RFID A 13,56 MHZ
*
*
**
*
Stéphane MEILLÈRE , Wenceslas RAHAJANDRAIBE , Pascal MASSON , Charlotte GUILLAUME ,
**
*
*
William TATINIAN , Philippe PANNIER , Rachid BOUCHAKOUR , Gilles JACQUEMOD
*
**
Pôle CNFM PACA
Polytech’Marseille, IMT-Technopôle de Château Gombert, 13451 Marseille Cedex 20
**
Polytech’Nice-Sophia, 1645 Route des Lucioles, 06410 Biot
E-mail : [email protected]
Résumé
Dans le cadre d’un projet « inter-Polytech »
(Polytech’Nice-Sophia et Polytech’Marseille), une
équipe d’une quinzaine d’étudiants, encadrée par
trois enseignant-chercheurs et répartie entre les des
deux sites, a développé un prototype d’émetteurrécepteur. Fonctionnant à 13,56MHz, ce système
vise des applications dédiées à l’étiquetage et à la
détection pour une distance de quelques
centimètres conforme aux normes ISO14443 et
ISO15693[1]. L’information peut ainsi être
réceptionnée et transmise à un débit variant entre
106kb/s et 847kb/s, suivant la norme utilisée. Notre
prototype est réalisé à l’aide des infrastructures du
CNFM PACA, en technologie AMS CMOS 0,35µm.
1. Introduction
Les systèmes électroniques radiofréquences
pour l’identification (RFID) [2-7] permettent
des communications sans fil intégrant les
modes d’écriture et de lecture, dans des
environnements hostiles à l’homme (humidité,
températures extrêmes, impuretés, ...). De plus,
les systèmes RFID possèdent une très grande
souplesse d’utilisation (ticket de métro, péages
automobiles, ...). Par leur auto-alimentation,
les systèmes RFID présentent aussi un intérêt
majeur dans le domaine bio-métrique et
médical. Le système est principalement
composé par deux structures distinctes. La
première, concernant la partie émission, utilise
un concept à la fois simple et robuste pour la
modulation et l’amplification de puissance. En
effet, sa structure interne est axée autour de
cellules élémentaires à quatre transistors, un
inverseur CMOS contrôlé. Ces cellules, mises
en parallèle, sont dimensionnées pour nous
permettre de contrôler la quantité de courant à
injecter dans l’antenne. Nous réalisons la
modulation en contrôlant le nombre de cellules
mises en parallèle, par un signal numérique. La
seconde partie, la réception, récupère
l’information de la rétro-modulation aux
bornes de l’antenne. Une atténuation de
l’amplitude du signal est nécessaire afin de
rendre compatible l’adaptation des niveaux
entre le circuit intégré et l’antenne. Nous
proposons une récupération de l’énergie basée
sur un principe de redressement à diode, suivie
d’un filtrage permettant l’élimination d’une
partie du signal de la porteuse tout en gardant
le maximum de données. Nous réalisons, dans
ce système, une technique permettant
d’extraire le signal utile à partir de sa valeur
moyenne. Ainsi, le signal peut être, à la fois,
amplifié et filtré. Il subsiste de l’énergie de la
porteuse pour prendre une décision et rendre le
signal compatible avec des niveaux logiques.
En effet, la difficulté de ce récepteur vient de
la proximité des fréquences de la sousporteuse. Pour un débit de 847kb/s, la
fréquence de porteuse se trouve à peine plus
éloignée d’une décade de fréquence. C’est
pourquoi, nous réalisons un filtrage intervenant
tout au long de la chaîne de réception. La
décision est réalisée à partir d’une structure
différentielle totalement symétrique à forte
sensibilité d’entrée (inférieure à 1mV) ayant un
gain en tension élevé, supérieur à 130 dB.
2. Présentation générale
Le schéma bloc général du circuit est
représenté sur la figure 1. Il est composé de
deux parties principales faisant l’objet de cette
étude. La partie synthétiseur générant la
fréquence porteuse de 13,56MHz et le courant
de polarisation ne fait pas partie de cette étude.
L’inductance d’émission et de réception
(connectée entre les nœuds ANT+ et ANT- sur
la figure 1) ainsi que la résistance REXT sont
externes au silicium.
La modulation est de type amplitude, ASK
(Amplitude Shift Keying dans la littérature
anglaise) de type A avec un taux de
modulation de 100% et de type B avec un taux
de modulation de 10%.
P22
PACA
contrôle de l’indice de modulation et le signal
de fréquence 13,56MHz qui peut prendre la
forme d’un signal carré. Cependant, l’émission
d’une donnée n’est pas obligatoire dans un
lecteur de carte sans contact. Cette fonction
reste donc une option intéressante pour
l’évolution du système.
3.1 Le déphaseur
Figure 1. Présentation du système RFID
En mode de réception, le démodulateur reçoit
de l’étiquette un signal sur l’antenne qui
correspond à un générateur de tension
d’impédance caractéristique de l’ordre de 50Ω.
Le rôle du récepteur est de reconstruire sur le
nœud DATA_OUT une donnée ASK transmise
par le TAG. L’antenne pouvant fournir une
tension à ses bornes supérieure à 20Vpp, une
résistance série REXT est utilisée pour
transformer le signal entrant en un signal de
type courant. Les signaux DATA_IN et
DATA_OUT sont des signaux séries dans le
temps à une fréquence de 106kHz, 218kHz ou
847kHz suivant le mode de transmission. Le
signal MIDX est un signal numérique
permettant le contrôle du taux de modulation,
il est constitué de 5 bits, ce signal sera fourni
par une partie numérique extérieure.
La figure 3 représente le circuit déphaseur
permettant la génération de deux signaux INT+
et INT- en opposition de phase « parfaite » à
partir d’un signal unique. Les signaux ont une
forme rectangulaire. Il est très important de
créer un déphasage « parfait » entre les deux
signaux afin de garantir une attaque
différentielle de l’antenne. Ceci permettra de
ne pas transmettre la masse du signal et aussi
d’augmenter la puissance transmise à la
charge.
3. Présentation de l’émetteur
Le respect de la norme ISO14443 [1], nous
impose de dimensionner les amplificateurs de
puissance de façon à générer un champ
électromagnétique dans l’antenne variant entre
1,5A/m et 7,5A/m. La figure 2 représente la
structure de l’émetteur. Il se décompose en
trois modules distincts et nécessite la présence
de trois signaux extérieurs.
Figure 3. Circuit déphaseur
Les cellules XOR sont réalisées à partir des
dimensions minimales et possèdent une
architecture symétrique, c’est à dire que les
deux entrées voient le même nombre de
cellules. Les inverseurs qui suivent servent à
adapter la charge. En effet, les amplificateurs
de puissance sont constitués par des transistors
MOS avec une largeur très importante, ils
possèdent une capacitance très forte. C’est
pourquoi, il est nécessaire de respecter la
sortance maximale des cellules. Les valeurs 1x,
3x et 9x correspondent directement au
coefficient multiplicateur de la largeur de
l’élément minimal.
3.2 Le modulateur
Figure 2. Schéma bloc de l’émetteur
DATA correspond aux données à transmettre,
MIDX est un bus de 5 bits permettant le
Le circuit de la figure 4 représente la sélection
du taux de modulation. En effet, le signal de
sortie MIDX*DATA est un signal numérique
créé à partir du signal DATA et du signal
MIDX. La norme de transmission de la donnée
P22
PACA
indique que lorsque la donnée DATA prend la
valeur binaire 1, le signal dans l’antenne doit
correspondre au maximum de puissance,
réciproquement lorsque DATA prend la valeur
binaire 0, dans ce cas, la puissance dans
l’antenne doit correspondre à un indice de
modulation de 10% ou 100% suivant le type de
transmission.
électrique nominal d’une antenne. IOUT
représente la valeur efficace du courant de
sortie pour un amplificateur de puissance, AP.
Figure 4. Circuit de modulation
Le réglage s’effectue par le contrôle de cinq
multiplexeurs mis en parallèle gérant chacun
un des bits du signal MIDX. Remarquons que
l’utilisation de l’émetteur sans transmission de
données vers le TAG correspond à prendre
DATA = 1.
3.3 L’amplificateur de puissance
La structure interne de l’amplificateur de
puissance est représentée sur la figure 5. Nous
avons placé en parallèle un jeu de cinq
inverseurs possédant une taille bien spécifique.
Figure 6. Réglage de l’indice de modulation
Lorsque tous les inverseurs sont actifs, AP peut
fournir un courant de 43mA, cette valeur est
doublée en utilisation différentielle. La
consommation de l’amplificateur de puissance
représente en partie la consommation totale de
l’étage émetteur, soit approximativement
213mA sous 2.5V.
4. Présentation du récepteur
Le récepteur développé est représenté sur la
figure 7. L’entrée RE du circuit s’effectue à
une borne d’une résistance extérieure (non
intégrée) de valeur 150kΩ. Cette valeur peut
être changée afin d’améliorer la quantité de
courant présent aux bornes de l’antenne ANT.
Figure 5. Etage de puissance
En effet, comme dans le cas des inverseurs de
la section 3.1, les coefficients représentés sur
les
inverseurs
correspondent
à
une
multiplication de la largeur de l’élément
minimal. Le contrôle des inverseurs s’effectue
par le signal MIDX*DATA. Chaque bit
correspond au contrôle d’un inverseur. Ainsi,
la gestion des inverseurs reste simple car à un
bit correspond un inverseur de taille
caractéristique. La figure 6 représente la
variation de l’indice de modulation en fonction
du code MIDX sur 5 bits sélectionné. Les
simulations sont effectuées pour un courtcircuit et une impédance caractéristique de
50Ω ce qui modélise le fonctionnement
Figure 7. Schéma bloc du récepteur
La sortie DATA du récepteur est une mise en
forme du signal présent aux bornes de
l’antenne, DATA est un signal numérique de
fréquence variant entre 106kHz et 847kHz. La
chaîne de traitement se décompose en quatre
phases, le redressement, l’amplification, la
comparaison par rapport à une référence et le
P22
PACA
filtrage. Ce dernier n’est pas intégré dans une
structure dédiée mais plutôt dans chacune des
trois autres parties de façon à optimiser la
réjection du signal de fréquence porteuse à
13,56MHz tout le long du traitement du signal
utile.
d’énergie assez conséquente, pour des
distances d’émission de quelques centimètres.
4.2 L’amplificateur filtre passe bande
La figure 8 présente le circuit de redressement
et de filtrage.
Nous avons étudié un certain nombre de
structures d’amplificateurs monolithiques [8],
mais il apparaît clairement que la réalisation
combinée d’une amplification et d’un filtrage
conséquent du signal reste difficile. Nous
proposons la structure de la figure 10.
Figure 8. Schéma du redresseur-filtre
Figure 10. Amplificateur filtre passe-bande
4.1 Le filtre redresseur
La structure se base sur le principe de la
détection d’enveloppe à diode [2], réalisée par
les transistors M1, M2 et la résistance R1. Le
transistor M1 est connecté en diode et M2 joue
le rôle d’une capacité. Les transistors M3, M4
et les résistances R2, R3 réalisent un filtre
passe bas d’ordre 2 permettant une atténuation
relative de la fréquence de porteuse de 40dB.
Les transistors M5, M6 et les résistances R4,
R5 réalisent la même fonction. Cependant,
l’adjonction de filtres d’ordre 2 permet de
créer un signal F2 qui représente la moyenne
du signal F1, comme le montre la forme des
signaux F1 et F2 de la figure 9.
Cet amplificateur utilise trois structures
identiques à la cellule de la figure 11.
Figure 11. Structure élémentaire de
l’amplificateur
Les transistors M7, M8 forment un inverseur
CMOS caractérisé par un gain de
transconductance gm1 et M9, M10 réalisent à
partir d’un inverseur court-circuité une
résistance active de valeur 1/gm2. Ainsi, nous
réalisons un amplificateur de tension de gain :
Figure 9. Signaux à la sortie des filtres
La réalisation de la moyenne du signal F1 nous
permettra par la suite de comparer les deux
informations en temps réel et ainsi discriminer
les niveaux logiques haut et bas. La fréquence
de coupure des filtres se situe très proche du
débit binaire minimal c’est à dire 98kHz. Cette
valeur semble indiquer une très forte
atténuation du signal utile mais c’est la
meilleure garantie d’une excellente réjection
de la fréquence de porteuse. Néanmoins, les
applications, visées par ce type de prototype,
restent dans des conditions de récupération
Av =
gm
S1
=− 1
F2
gm2
Les dimensions des transistors sont fixées de
sorte que gm1=3gm2, offrant alors un gain Av
de 3. La longueur de grille des transistors,
choisie à 3µm, respecte un compromis entre
puissance consommée et forte résistance de
sortie. La figure 12 représente le circuit de
polarisation VREF. Les transistors M24, M25
réalisent un inverseur configuré en résistante
active. Ainsi, ce procédé permet de fixer la
valeur de la tension de polarisation proche de
la moitié de la tension d’alimentation, dans
notre cas VREF = 1,17V. Les transistors M22
et M23, grâce à leur longueur de grille de
P22
PACA
14µm réalisent une association série de
résistance de forte valeur, environ 6,7MΩ.
La fréquence de coupure haute est fixée à la
fois par la valeur des transistors M11, M16 et
M21 utilisés comme des condensateurs et par
la résistance équivalente de sortie de
l’amplificateur. Le tableau 1 résume les
différentes caractéristiques de l’amplificateur
filtre.
4.3 Le comparateur
La mise en forme du signal étant réalisé, il ne
reste plus qu’à prendre une décision sur la
valeur du signal de sortie.
Figure 12. Référence de tension
Ce circuit nous permet de réaliser une
polarisation correcte des inverseurs autour de
la moitié de la tension d’alimentation sans
consommation de courant à la sortie VREF.
Sur la figure 11, le condensateur C1 réalise un
couplage statique de la polarisation permettant
de cascader plusieurs étages sans perturber
cette polarisation. La contrepartie est
l’apparition d’une fréquence de coupure basse
liée à la valeur de C1 et la valeur de la
résistance équivalente de VREF.
Figure 14. Comparateur de sortie
Nous proposons la structure de la figure 14.
Cette structure est basée sur une double paire
différentielle totalement différentielle en
entrée, fonctionnant en clase AB, offrant une
bonne de la linéarité à la structure.
Figure 13. Diagramme de Bode en
amplitude de l’amplificateur
La figure 13 montre la fonction de transfert de
l’amplificateur de la figure 10, comportant
trois étages amplificateurs cascadés : le gain
est de 27dB, l’atténuation des pentes sous les
coupures est de 60dB, caractéristique d’un
filtre d’ordre 3.
Tableau 1. Résultats de simulation de
l’amplificateur
Tableau 2. Résultats de simulation du
comparateur
La double paire différentielle réalise un OTA
[8,9] à deux étages. Le tableau 2 résume les
principales caractéristiques du comparateur de
sortie. La sortie de l’OTA est connectée à trois
inverseurs permettant d’obtenir une rapidité de
balayage très forte, 2970V/µs, ainsi qu’un gain
de boucle ouverte de 132dB. La sensibilité
d’entrée très basse permet d’obtenir une bonne
reconstitution du signal utile tout en
maintenant des seuils très faibles du signal
d’entrée. La figure 15 montre les résultats de
simulation des différentes sorties du récepteur
RS, F1, F2, VSIGN, VCOMP et DATA pour
une modulation extrême, indice de 98,4% et
847kHz.
P22
PACA
Figure 15. Signaux de sortie des différents blocs pour un indice de modulation de 98.4%
5. Conclusions
Dans cet article, nous avons démontré la
faisabilité d’un prototype de lecteur de carte
sans contact réalisé par un groupe de travail
constitué de quinze étudiants et de quatre
enseignants sur différents sites. Ce circuit est
en cours de fabrication, en utilisant les services
du CMP Grenoble. Cette étude nous permet de
valider un certain nombre de concepts
théoriques innovants. Cependant, cet article ne
dévoile pas l’étendue des travaux réalisés. En
effet, toutes les simulations des différentes
structures ont été vérifiées par variation des
paramètres du procédé de fabrication.
Certaines structures ne figurent pas dans
l’étude, ceci nécessiterait une présentation
complémentaire, par exemple la synthèse de la
fréquence de 13,56MHz réalisée en interne,
mais aussi la compensation en température des
sources de courant. Des améliorations sur les
circuits de redressement peuvent être
envisagées afin d’améliorer la sensibilité
d’entrée. Une modification du gain de
l’amplification peut être réalisée simplement
en rajoutant en cascade un certain nombre de
structures.
Références
[1] Normes ISO/CEI 14443-2 et ISO/CEI 15693-2 : ‘Cartes
d’identification – Cartes à circuit(s) intégré(s) sans
contact – Cartes de proximité (14443) – Cartes de
voisinage (15693)’, 2000, Association Française de
Normalisation.
[2] Thomas H. Lee, ‘The Design of CMOS Radio
Frequency Integrated Circuits’, Cambridge University
Press, ISBN 0-521-63922-0, 1998.
[3] U. Kaiser, W. Steinhagen : ‘A low-power transponder IC
for high-frequency identification systems’, IEEE Journal
of solid-state circuits, vol. 30, n° 3, 1995, pp. 306-310.
[4] Microchip : ‘microIDTM 13.56MHz RFID System Design
Guid’, 1999 Microchip Technology Inc., July 1999
/DS21299C.
[5] R. Puers, M. Catrysse, R.J. Collier, E. Louridas, F.
Burny, M. Donkerwolcke, F. Moulart : ‘A telemetry
system for the detection of hip prosthesis loosening by
vibration analysis’, Elsevier Journal of Sensors and
Actuators n°85, 2000, pp. 42-47.
[6] Q. Huang, M. Oberle : ‘A 0.5mW passive telemetry IC
for biomedical application’, IEEE Journal of solid state
circuits, Vol. 33, n°7, pp.937-946, 1998.
[7] K. Finkenzeller : ‘RFID Handbook, Radio Frequency
Identification : Fundamentals and Identification’, John
Wiley & Sons Inc., 1999.
[8] C. Toumazou, F. J Lidgey, D. G. Haigh : ‘Analog IC
design: the current mode approach’, Peter Peregrinus,
Edit 1990, UK, Londres.
[9] R. J. Barker, H. W. Li, D. E. Boyce : ‘CMOS circuit
design, layout, and simulation’, IEEE press Serie on
Microelectronic Systems, S. K. Tewksbury, series
Editor, New York 1998.
P22