REGULATION ET ALIMENTATION

Polytech'Nice
ème
4
Année
T.P. d'Electronique
TP N° 6
ALIMENTATIONS A DECOUPAGE
I. Le mécanisme de régulation à découpage
Le but de cette manipulation est la compréhension du mécanisme de régulation par
découpage.
Les structures d’alimentation à découpage telles que nous les rencontrons actuellement sont en fait
directement dérivées de la structure des alimentations stabilisées, où l’on aurait chercher à minimiser
les deux inconvénients principaux des alimentations dites linéaires :
- la taille et le poids du transformateur
- le mauvais rendement dû à la puissance dissipée dans le régulateur.
Sur un plan fonctionnel, le régulateur est un convertisseur continu/continu, asservi en tension. La
puissance dissipée par le régulateur est due au caractère linéaire du fonctionnement du composant, a
savoir qu’il présente simultanément une tension non nulle à ses bornes, et un courant non nul le
traversant. Il est possible d’obtenir la même fonction en utilisant un hacheur (série par exemple)
associé à un filtre, le tout asservi en tension.
Dans ce cas, le transistor de puissance utilisé pour moduler la tension en sortie du montage
fonctionne en régime de commutation, et présente des pertes de fonctionnement beaucoup plus
faibles (le composant est soit bloqué, et le courant qui le traverse est nul, soit passant et la tension à
ses bornes est proche de zéro).
L’utilisation d’une association hacheur + filtre + régulation permet donc d’améliorer considérablement
le rendement de notre alimentation, mais permet également, indirectement, de réduire le volume et la
taille du transformateur. En effet, la meilleure façon de réduire la taille d’un circuit magnétique,
notamment pour un transformateur, est d’augmenter sa fréquence de fonctionnement. Si l’on étudie la
formule de Boucherot :
Veff  4,44.B.S. f .N
avec V: valeur efficace de la tension aux bornes d’un enroulement, f: fréquence, S : surface du circuit
magnétique, B : induction crête en régime sinusoïdal, N : Nombre d'enroulement.
Il apparaît que pour diminuer la surface du circuit magnétique (et donc son poids et son volume) à
induction constante, sans modifier le nombre de spires (ce qui augmenterait le volume du
transformateur), il suffit d’augmenter la fréquence.
Dans une alimentation stabilisée classique, le transformateur est placé directement sur le réseau, et
fonctionne donc à 50 Hz. Dans une alimentation à découpage, il est possible de placer le
transformateur entre le hacheur et le filtre. De cette façon, il est alimenté par une source de tension
alternative (la tension de sortie du hacheur), mais fonctionne à la fréquence du hacheur,
généralement de l’ordre de quelques dizaines à quelques centaines de kilo-hertz.
II. Etude théorique
A. Inductance
Si on considère un simple circuit composé d'une batterie connectée à une inductance L (Figure 1),
quand la batterie est connectée à l'inductance, le courant ne change pas instantanément de zéro à sa
valeur maximale. Les lois de l'induction électromagnétique ( loi de Faraday) s'y oppose. En réalité,
comme le courant augmente avec le temps, le flux magnétique à travers la boucle augmente
proportionnellement au courant. La hausse de ce flux magnétique induit une f.e.m dans le circuit qui
s'oppose à l'évolution du flux magnétique. En suivant la loi de Lenz, le champs électrique induit dans
la boucle doit s'opposer à la direction du courant.
Le courant dans l'inductance suit alors la loi :
iL 
V
t
L
L'augmentation de courant s'arrête quand elle est limitée par la résistance série de l'inductance.
A ce moment là, l'énergie stockée dans l'inductance est : E L  0.5L. I ²
Figure 1
En d'autres termes, une inductance ne permet pas des changements abrupts de courant, quand la
tension appliqué sur l'inductance change, une f.e.m est générée qui s'oppose à ce changement.
Par exemple, quand le circuit est coupé, l'inductance va essayer de maintenir le flux de courant en
générant une tension très importante à ses bornes. Habituellement, cela résulte en un pic de tension
où l'énergie magnétique contenu dans l'inductance est relâchée. Cet effet particulier est utilisé dans
les convertisseurs boost pour élever la tension à partir d'une batterie.
B. Convertisseur Boost
Figure 2 : Circuit convertisseur Boost
Le convertisseur boost est certainement le plus simple des convertisseurs switchés. Il utilise une
simple inductance (sans nécessité de transformateurs). On peut expliquer simplement son
fonctionnement avec le diagramme de la figure 2. Le transistor est représenté par un switch idéal.
Le circuit alimenté par le convertisseur est modélisé ici par une simple résistance Rload.
Une capacité C est utilisée pour lisser la tension de sortie.
Le switch sera ouvert et fermé suivant la période T. La rapport cyclique x de la tension de contrôle du
switch pourra être varié donc : 0 < x <1.
Le switch sera donc fermé pendant une durée xT. Et il sera ouvert pendant une durée (1-x)T.
1. Courant dans l'inductance avec le switch fermé
Quand le switch est fermé, le circuit équivalent à la Fig. 2.A. Une source de tension est appliqué au
borne de l'inductance et la hausse de courant dans l'inductance est dépendante de la tension Vs et de
la valeur de l'inductance suivant l'équation différentielle :
L
diL
 Vbat (1)
dt
Si la source de tension reste constante, la hausse de courant est positive et reste fixe, tant que
l'inductance n'est pas saturée. Ainsi l'équation est :
iL Vbat
(2)

t
L
Le switch reste fermé sur un intervalle xT et donc xT peut être utilisé pour Δt.
L'augmentation nette de courant quand le switch est ON est obtenu de l'équation(2) et :
Vbat
(3)
L
2. Courant dans l'inductance avec le switch ouvert
iL  xT
A un moment donné, le switch est ouvert par le circuit de commande (Fig. 2B). Le courant à cet
instant a atteint une certaine valeur pic. Nous avons vu précédemment qu'une inductance va toujours
essayé de maintenir un courant à ces bornes. Comme le switch est ouvert, le seul chemin que le
courant peut emprunter est de passer par la diode D puis la capacité C.
La tension au borne de l'inductance est :
vL  Vbat  Vout (4)
Comme la tension de sortie est supérieure à la source de tension, la tension aux bornes de
l'inductance est négative et la dérivée du courant dans l'inductance donnée par l'équation (5) est
négative.
Si le switch est gardé ouvert pendant un temps (1-x)T, l'évolution du courant dans l'inductance est
donnée par :
diL Vbat  Vout
(5)

dt
L
iL 
Vbat  Vout
L
(1  x )T (6)
L'évolution du courant dans l'inductance donné par (6) est négative tant que Vo > VS.
Si l'inductance n'a pas le temps de se décharger pendant le temps (1-x)T, on considère que l'on est
en régime continu ou 2 temps.
3. Mode continu
Ainsi, en régime établi, l'évolution du courant dans l'inductance sur une période est nulle, alors que
iL(t) est périodique, la somme de l'évolution du courant exprimé en (4) et (6) est nulle (figure 3) :
Vbat
Vbat  Vout
( xT ) 
(1  x )T  0
L
L
(7)
On simplifiant l'équation (7), on a:
Vout 
Vbat
1 x
(8)
Le rapport cyclique varie de 0 < x < 1 et on peut voir sur l'équation (8) que la tension de sortie est
supérieure à la tension d'entrée.
Figure 4: Mode discontinu
Figure 3 : Mode continu
4. Mode discontinu ou 3 temps :
Le système fonctionne en mode discontinu quand l'inductance a complètement le temps de se
décharger et passe donc une partie de la demi-période où le switch est ouvert à ne rien faire. C'est
pour cela que l'on parle aussi de régime 3 temps.
En faisant le rapport entre la puissance stockée dans l'inductance et la puissance dissipée par la
charge (load), il est possible de calculer la tension de sortie du convertisseur boost.
Chaque seconde, la quantité d'énergie dissipée dans la charge est égale à :
2
Vout
( J ) (9)
Rload
Lorsque le switch se ferme, l'inductance est complètement déchargée, donc le courant maximal dans
l'inductance lorsque le switch s'ouvre est alors égale à :
I Lpic 
Vbat
(xT ) (10)
L
L'énergie par période délivré par l'inductance à la charge est :
0.5LI Lpic  0.5
Vbat
x ²T ² (11)
L
En une seconde, il y a f=1/T périodes, donc l'énergie délivrée à la charge en une seconde est :
0.5
Vbat
x ²T (12)
L
Donc en régime établi, l'énergie délivrée par l'inductance est égale à l'énergie consommée par la
charge : [9]=[12], et on peut en déduire la tension en sortie :
0.5
V2
Vbat
x ²T  out (13)
L
Rload
5. Etude du régime critique
Vout  x.Vbat
RloadT
(14)
2L
Ce mode marque la frontière entre les régimes discontinu et continu (figure 5). Pour trouver la
fréquence exacte où ce mode s'observe il faut utiliser les équations obtenues pour les 2 modes
précédents.
Figure 5 : Régime critique
Le courant d'inductance moyen peut être trouvé en égalisant la puissance fournie par la source et la
puissance délivrée à la résistance de charge. Les ondulations de la tension de sortie sont ignorées.
La puissance absorbée par la charge est :
P0 
2
Vout
Rload
Le courant moyen de l'inductance et aussi le courant moyen fourni par la source de tension. Si le
courant moyen est IL, alors la puissance Ps fourni par la source est :
(15)
Ps  Vs I L
En considérant que P0=PS :
2
Vout
IL 
Vbat Rload
(16)
En considérant que l'on fonctionne en régime continu comme sur la figure 6, les courants dans
l'inductance maximum et minimum sont obtenus :
I L,max  I L 
I L
2
et
I L,min  I L 
I L
2
(18)
A la limite entre le mode continu et discontinu,
IL 
I L
(19)
2
Une nouvelle expression pour IL est alors obtenu. Avec (16) et (8) on obtient:
IL 
Vbat
(20)
(1  x )² Rload
Avec l'équation ci-dessus et avec ΔiL de l'équation (3), l'équation (18) devient:
I L,max 
x.T .Vbat
x.T .Vbat
Vbat
Vbat


et I L,min 
(21)
(1  x )² Rload
2L
(1  x )² Rload
2L
Avec les équations (21), la condition pour un mode continu est :
x.T .Vbat
Vbat

(1  x )² Rload
2L
mais
aussi
:
f 
Rload x(1  x ²)
2L
avec
f=1/T
(22)
A partir de l'équation (22), on peut considéré que le circuit peut passer à un mode discontinu si :,
i.
la fréquence de commutation f est réduite
ii.
le rapport cyclique est réduit
iii.
la résistance de charge est augmentée
iv.
la valeur de l'inductance est réduite
C. Alimentations à découpage Buck Boost
Un convertisseur Buck-Boost est une alimentation à découpage qui convertit une tension
continue en une autre tension continue de plus faible ou plus grande valeur mais de polarité inverse.
Un inconvénient de ce convertisseur est que son interrupteur ne possède pas de borne reliée au zéro,
compliquant ainsi sa commande.
Dans les régulateurs à découpage, on s'efforce de faire travailler le transistor ballast
exclusivement en régime bloqué - saturé. Ainsi, sa dissipation est minimale, puisque proportionnelle à
la tension de déchet VCEsat , très inférieure à la valeur VE  VS des régulateurs linéaires. Ceci posé,
le problème consiste à obtenir en sortie une tension stable en agissant sur le transistor par tout ou
rien. Pour ce faire, différentes solutions sont possibles. On va s'intéresser à la solution retenue par
Texas Instruments pour son circuit intégré TL497.
Ic
On considère dans l'étude théorique le
Is
L
M
cas du régulateur série abaisseur de tension
+
(Figure 1).
IL
On introduit deux éléments nouveaux
R1
essentiels: une inductance L et une diode D.
Durant la phase de saturation du
+
Q
VS
transistor, l'inductance L est soumise à une tension VE
•
D
C
(VE  VCEsat )  VS . Si la résistance R L de la
bobine est suffisamment faible, le courant i L
augmente linéairement
jusqu'à la valeur
maximum I L . Pendant ce temps, l'inductance se
charge en énergie magnétique.
Le condensateur C permet de filtrer la
tension de sortie, ce qui pose peu de problèmes
R2
Id
•
-
IC
circuit de contrôle
Figure 1
puisque la fréquence de découpage peut être élevée
(quelques dizaines à quelques centaines de KHz).
En première approximation, on peut négliger la chute de tension dans la diode (de l'ordre de
la tension de seuil soit 0.6 à 0.7 Volts pour une diode au silicium).
On découpe la tension VE en bloquant - saturant le transistor à une fréquence fixée par le
circuit de contrôle. Soit  la durée de la phase de découpage. Elle correspond à la charge progressive
du condensateur C de sortie jusqu'à une tension de référence. Le découpage est suivi d'un temps
mort pendant lequel C se décharge lentement puis le découpage recommence.
Pour réguler la tension de sortie, on peut agir sur le rapport cyclique  T avec T fixe. Ce type
d'alimentation est bien adapté à la conversion des fortes puissances. Pour les faibles puissances, il
est souvent plus facile d'agir sur T, en maintenant  fixe (ce qui sera le cas dans le TP).
L'alimentation à découpage TL497
Il s'agit d'un circuit intégré monolithique,
travaillant à durée de conduction TC fixe et à
fréquence de découpage F variable. Ce circuit
intègre divers éléments comme cela apparaît
figure 2. Le TL497 est conçu pour accepter autour
de lui différents composants annexes, en
particulier la diode D et l'inductance L et donner
naissance à trois types d'alimentations, selon
l'agencement des composants externes. On
donne ci-dessous 3 types d'alimentation à
découpage réalisables avec le TL497 (montages
inverseur, abaisseur et élévateur de tension
continue, figures 3, 4, 5). Les rendements
indiqués sont obtenus pour des conditions
optimales de fonctionnement. Dans tous les cas,
le découpage est commandé par un oscillateur
interne dont la fréquence est réglée par
l'adjonction d'une capacité externe C 0 .
Figure 2
III.Préparation théorique
Nous utiliserons le montage décrit sur la figure 7 avec une tension d'alimentation Vbat=5V,
l'inductance a une valeur de 4.5 mH.
1/ Si Vdecoup=0V, quelle sera la tension Vout
2/ Pour une résistance de charge de 1.8 kΩ et un rapport cyclique de 50%, quelle est la fréquence où
on observera le régime critique ?
IV. Partie expérimentale
A. Montage convertisseur Boost
Nous allons utiliser la maquette avec le montage ci-dessous pour vérifier la théorie. Une résistance de
1Ω a été placée en série avec l'inductance pour permettre de mesurer le courant i L. La résistance
n'étant pas reliée à la masse, il faudra utiliser une sonde différentielle pour faire la mesure sur
l'oscilloscope.
Figure 7 : Maquette du montage booster
1. Découpage
a. Régime critique
Appliquer une tension de 5V au Vcc de la plaquette.
Générer un signal carré d'amplitude -1 V à 4 V, avec une fréquence 20 kHz et un rapport
cyclique de 50 % sur le générateur HP 8116A.
Appliquer ce signal sur l'entrée de découpage.
Visualisez la tension VL avec une sonde sur l'oscilloscope, pour visualiser le courant dans
l'inductance, il est préférable d'inverser la tension visualisée, pourquoi ?
Visualisez en même temps sur l'oscilloscope la tension Vdecoup.
Chercher le rapport cyclique qui permet de fonctionner en régime critique.
Une fois en régime critique, imprimer un oscillogramme avec le i L et la tension de commande
du switch.
Commentaires et comparaisons par rapport à la partie théorique.
b. Régime continu ou 2 temps
Modifier maintenant la rapport cyclique à 80% et la fréquence à 40 KHz pour être en régime
continu. Imprimer un oscillogramme avec le courant dans l'inductance et la commande du switch.
Faites varier la fréquence tout en restant en régime continu, est-ce que la tension de sortie
change ? Commentaire par rapport à la théorie ?
Faites varier le rapport cyclique, tracer la tension de sortie en fonction du rapport cyclique tout
en restant en régime continu. Respectez-vous la variation prévue dans la théorie ?
c. Régime discontinu ou 3 temps
Choisissez maintenant une fréquence de 10 KHz et un rapport cyclique de 20% qui vous
permette de travailler en régime discontinu. Imprimer un oscillogramme.
Modifier la fréquence entre 5 et 20 KHz, est-ce que la tension de sortie est modifiée ?
Tracez la tension de sortie en fonction du rapport cyclique, comparaison par rapport à la
théorie.
2. Régulation asservie manuellement
a. Variation d'amplitude
On veut maintenir une tension régulée de 20 V malgré d'éventuelles variations d’amplitude
de la tension Valim.
Régler l’amplitude de Valim pour avoir les 20 V régulés initiaux sur la charge nominale de 1.8
k en avec une fréquence de découpage de 20 KHz et un rapport cyclique de 50 %.
Tracer le pourcentage de rapport cyclique du signal carré à appliquer en fonction d’une
variation de la tension Valim, pour maintenir 20 V. Aller jusqu’aux limites de régulation.
b. Variation de la charge
On veut maintenir une tension régulée de 10 V malgré d'éventuelles variations de la charge.
Régler une fréquence de découpage de 40 KHz et choisissez le rapport cyclique pour que
Vout=10V.
Brancher une résistance variable en parallèle avec la résistance de 1.8 K
Tracer le pourcentage de rapport cyclique du signal carré à appliquer, en fonction d’une
diminution de la résistance de charge, pour maintenir 10 V. Partir de 200  et descendez jusqu’à 120
 par pas de 10
B. Montage Buck Boost auto-asservi
Montage inverseur de tension (Fig. 6)
Utilisez maintenant la maquette du montage Buck Boost
Rôle des résistances R T , R D R L : mesurer (visualiser) les courants dans les branches où
elles se trouvent. Court-circuiter ces résistances si elles ne sont pas utilisées pour la mesure.
Prendre : VE  5 V , C 0  470 pF, L  100 H , R C  100  . Ces conditions de mesure
peuvent être éventuellement modifiées pour mieux mettre en évidence certains phénomènes.
Utiliser une sonde capacitive (capacité de sonde ~ 11 pF).
Relever les oscillogrammes de la tension de commande v 0 ( t ) aux bornes de la capacité
d'accord de l'oscillateur, du courant
C0
i L ( t ) dans l'inductance L et de la tension en sortie immédiate du
transistor v T ( t ) .
Commenter les relevés d’oscillogrammes
Influence des variations de la source sur la tension de sortie
Etudier les variations de la tension de sortie VS en fonction de variations de la tension
( C0
VE .
 33 pF , L  100 H , R C  330  , tension d'entrée : VE < 7 Volts).
Influence de la résistance de charge sur la tension de sortie
VE  5 Volts , C 0  33 pF , L  100 H . La résistance de charge
Relever la tension de sortie
VS .
Commenter les résultats
R C varie de 3 à 3300 .
ESINSA
4ème année
T.P. d'Electronique
c. ALIMENTATIONS A DECOUPAGE
Appareils
Nb
Fonction
Marque
Type
1
2
1
1
Oscilloscope 2 voies
15 MHz Function Generator
DC Power Supply
Multimeter
H.P.
H.P.
Tektronix
H.P.
HP 54600B
HP 33120A
PS 280
HP 34401A
1
1
1
1
Support
Boîtier de résistances
Diode
Condensateur
Résistances (x1)
Leybold
PSY
100 F
100
R80
1N4004