Réalisation d`un étage d`adaptation pour générateur photovoltaïque

Réalisation d’un étage d’adaptation pour
générateur photovoltaïque à partir d’un
girateur de puissance
Diplôme: Ingénieur Technique Industriel: Electronique Industriel.
AUTEUR : Maite Sanchez Rodriguez
DIRECTEURS : Cédric Cabal, Corinne Alonso, Angel Cid Pastor
Date : juin / 2008
ii
Avant-propos
Le CNRS :
Avec 26 000 personnes (dont 11 600 chercheurs et 14 400 ingénieurs, techniciens et
administratifs), un budget qui s'élève à 2 214 millions d'euros HT pour l'année 2004, une
implantation sur l'ensemble du territoire national, le CNRS exerce son activité dans tous
les champs de la connaissance, en s'appuyant sur 1260 unités de recherche et de service.
Le CNRS est présent dans toutes les disciplines majeures regroupées au sein de six
départements scientifiques :
•
•
•
•
•
•
Mathématiques, informatique, physique, planètes et univers (MIPPU)
Chimie
Vivant
Homme et société
Environnement et développement durable (EDD)
Ingénierie.
Le LAAS :
Le LAAS (Laboratoire d’Analyse des Architectures des Systèmes) est une unité
propre de recherche du Centre National de la Recherche Scientifique (CNRS), rattaché au
Département Sciences et Technologies de l'Information et de la Communication (STIC), il
est associé à trois établissements d'enseignement supérieur de Toulouse : l'Université Paul
Sabatier (UPS), l'Institut National des Sciences Appliquées (INSA) et l'Institut National
Polytechnique (INP).
Le LAAS compte environ 500 personnes.
Le laboratoire est organisé en 4 pôles :
-
le Pôle Micro et Nanosystèmes : MINAS
le Pôle Modélisation, Optimisation et Conduite des Systèmes : MOCOSY
le Pôle Robots et Systèmes Autonomes : ROSA
le Pôle Systèmes Informatiques Critiques : SINC
Ces pôles englobent plusieurs groupes, personnellement j’ai travaillé dans le groupe
ISGE : Intégration des Systèmes de Gestion de l'Energie qui appartient au pôle MINAS.
iii
Remerciements
Je tiens à remercier, tout d’abord l’ensemble du personnel du LAAS-CNRS de Toulouse
pour m’avoir accueilli au sein de son organisme afin d’y accomplir mon projet de fin
d’étude et plus particulièrement Mme Marise Bafleur responsable du groupe ISGE, pour
m’avoir permis d’effectuer mon stage au sein de son groupe de recherche.
Je souhaite aussi remercier Mme Corinne Alonso pour m’avoir donné la possibilité de
réaliser ce projet d’études au LAAS-CNRS.
Ma reconnaissance s’adresse à Cédric Cabal, mon tuteur de stage, pour son accueil
chaleureux, sa disponibilité, sa confiance et ses qualités humaines qui ont rendu ce stage
très intéressant. Je le remercie également pour sa patience, l’amabilité et le soutien
technique qu’il m’a apporté.
Un gros merci à Angel Cid Pastor pour m’avoir permis de réaliser ce projet à l’étranger et
pour sa disponibilité tout au long de mon année universitaire.
Je remercie également Lionel Seguiers, pour ses attentions et ses conseils techniques
apportés durant ce stage.
Je remercie par ailleurs mes collègues de bureau, Jean François Reynaud, Loic Theolier,
Yann Weber ainsi qu’Adan Simon pour les bons moments partagé.
iv
SOMMAIRE
Avant-propos .............................................................................................................................iii
1
Introduction. ....................................................................................................................... 1
2
Girateur de puissance.......................................................................................................... 3
2.1
Définition.................................................................................................................... 3
2.2
Classification des girateurs de puissance.................................................................... 3
2.3
Girateur de type G ...................................................................................................... 4
2.3.1
Girateur de puissance avec courant de sortie contrôlé ....................................... 4
2.3.2
Analyse de la stabilité d’un convertisseur BIF avec courant de sortie
contrôlé 6
2.4
Analyse du convertisseur BIF comme girateur de puissance. .................................... 8
2.4.1
Rappel du convertisseur Buck ............................................................................ 8
2.4.2
Girateur de puissance de type G basé sur le convertisseur BIF ....................... 15
3
Girateur de puissance associé à une commande MPPT ................................................... 20
3.1
Energie photovoltaïque............................................................................................. 21
3.1.1
Electricité photovoltaïque................................................................................. 21
3.1.2
Constitution d’un générateur photovoltaïque ................................................... 23
3.1.3
Protection classique d’un GPV......................................................................... 25
3.1.4
Connexion directe entre la source PV et une charge DC ................................. 25
3.1.5
Site photovoltaïque (PV) du LAAS-CNRS ...................................................... 28
3.2
Principe de la commande MPPT numérique du LAAS-CNRS................................ 29
3.2.1
Description de la commande MPPT extrémale du LAAS-CNRS.................... 29
3.3
Etage d’adaptation à partir du girateur BIF .............................................................. 32
3.3.1
Principe du girateur BIF associé à la commande MPPT. ................................. 32
3.3.2
Résultats expérimentaux................................................................................... 33
4
Réalisation électronique d’un girateur de type G avec filtre d’entrée (BIF) .................... 36
4.1
Schéma électronique du girateur G .......................................................................... 36
4.2
Emplacement des composants constituant le girateur BIF....................................... 40
5
Conclusion ........................................................................................................................ 42
6
Références Bibliographiques............................................................................................ 43
v
LISTE DES TABLEAUX
Tableau 2.1 : Résumé des valeurs obtenues suite à une variation de charge. ......................... 13
Tableau 2.2 : Résume des valeurs obtenues suite à une variation de la tension d’entrée. ...... 14
Tableau 2.3 : Résume des valeurs obtenues suite à une variation du rapport cyclique. ......... 15
Tableau 2.4 : Résumé de l’évolution des variables du convertisseur Buck sous différentes
variations. .......................................................................................................... 15
Tableau 2.5 : Résume des valeurs obtenues ............................................................................. 18
Tableau 3.1 : Caractéristiques du panneau solaire du LAAS-CNRS. ...................................... 28
Tableau 4.1 : Caractéristiques les plus importantes du PIC18F1220 [12]............................. 40
vi
LISTE DES FIGURES
Figure 2-1 : Girateur de type G avec courant de sortie contrôlé assurant la Conversion
Tension-Courant. ................................................................................................ 4
Figure 2-2 : Girateur de type G avec courant d'entrée contrôlé assurant la Conversion
Courant-Tension. ................................................................................................ 4
Figure 2-3 : Schéma de principe d'un girateur de type G avec courant de sortie contrôlé
et fréquence de commutation variable à base de convertisseur statique............ 5
Figure 2-4 : Convertisseur BIF............................................................................................... 6
Figure 2-5 : Réseau d'amortissement...................................................................................... 6
Figure 2-6 : Convertisseur BIF avec réseau d'amortissement................................................ 7
Figure 2-7 : Structure du convertisseur Buck. ........................................................................ 8
Figure 2-8 : Fonctionnement du convertisseur Buck à l’état ON. .......................................... 9
Figure 2-9 : Fonctionnement du convertisseur Buck à l'état OFF. ........................................ 9
Figure 2-10 : Forme d’onde de la tension et du courant d’entrée et de sortie du
convertisseur
Buck en régime stationnaire. .............................................................................. 9
Figure 2-11 : Schéma de simulation du convertisseur buck. .................................................. 10
Figure 2-12 : Evolution du courant dans l’inductance. .......................................................... 11
Figure 2-13 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie
du convertisseur Buck suite à une variation de charge. ................................... 13
Figure 2-14 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie
du convertisseur Buck suite à une variation de la tension d’entrée. ................ 13
Figure 2-15 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie
du convertisseur Buck suite à une variation du rapport cyclique. ................... 14
Figure 2-16 : Relevés du comportement du BIF en mode stationnaire avec g=0.5Ω-1. ......... 16
Figure 2-17 : Schéma de simulations du BIF.......................................................................... 16
Figure 2-18 : Comportement du BIF avec une perturbation sur la tension d’entré avec
g=0.5 Ω-1.......................................................................................................... 19
Figure 2-19 : Comportement du BIF avec une perturbation sur la résistance de sortie
avec g=0.5 Ω-1. ................................................................................................. 20
Figure 3-1 : Structure d’une cellule photovoltaïque au silicium (jonction PN). .................. 22
Figure 3-2 : Caractéristique I(V) d’une cellule photovoltaïque. .......................................... 22
Figure 3-3 : Schéma équivalent électrique d’une cellule PV................................................ 23
Figure 3-4 : Association de deux modules PV commerciaux en parallèles avec leurs
diodes de protections. ....................................................................................... 24
Figure 3-5 : Caractéristiques de puissance d’un module photovoltaïque commercial de
100W. ................................................................................................................ 24
Figure 3-6 : Connexion directe entre un GPV et une charge par le biais d’une diode
anti-retour. ........................................................................................................ 25
Figure 3-7 : Points de fonctionnement d’un GPV en fonction de la charge en connexion
directe. .............................................................................................................. 26
Figure 3-8 : Etage d’adaptation jouant le rôle d’interface de puissance entre un GPV et
une charge pour le transfert de Pmax du GPV................................................. 27
Figure 3-9 : Chaîne élémentaire de conversion photovoltaïque d’un transformateur DC
contrôlé par une commande MPPT. ................................................................ 27
Figure 3-10: Site photovoltaïque du LAAS-CNRS. ................................................................ 28
Figure 3-11: Schéma block de la commande MPPT numérique du LAAS-CNRS. ................ 30
vii
Figure 3-12: Principe du mode de recherche de la commande MPPT extrémale
numérique du LAAS-CNRS. .............................................................................. 31
Figure 3-13: Schéma de principe de l’algorithme MPPT...................................................... 32
Figure 3-14 : Convertisseur BIF associé à une commande MPPT numérique. ..................... 33
Figure 3-15 : Relevé expérimental en régime établit d’un girateur BIF. ............................... 34
Figure 3-16 : Réponse du système lors d’une variation positive du courant IPV. ................. 34
Figure 3-17: Réponse du système lors d’une variation négative du courant IPV. ................ 35
Figure 4-1 : Schéma électronique du girateur G avec filtre d'entrée (BIF). ........................ 36
Figure 4-2 : Schéma du convertisseur BIF avec le driver. ................................................... 37
Figure 4-3 : Multiplier. ......................................................................................................... 37
Figure 4-4 : Comparateur LM311. ....................................................................................... 38
Figure 4-5 : Microcontrôleur PIC18F1220. ......................................................................... 39
Figure 4-6 : Vue TOP d'un girateur de type G avec filtre d'entrée (BIF)............................. 40
Figure 4-7 : Vue BOTTON d'un girateur de type G avec filtre d'entrée (BIF)..................... 41
Figure 4-8 : Réalisation de la carte d'un d’un girateur de type G avec filtre d’entrée
(BIF).................................................................................................................. 41
viii
LISTE DES ABREVIATIONS
PV
GPV
PPM
BIF
MPPT
POPI
MPVE
DC
PWM
CC
Fem
AOP
VOPT et IOPT
Photovoltaïque
Générateur photovoltaïque
Point de puissance maximale
Buck Input Filter
Maximum power point tracking
Power output = Power input
Modules photovoltaïques électroniques
Direct current
Pulse width modulation
Courant continu
Force électromotrice
Amplificateur operational
Tension et Courant optimaux correspondant à PMAX
ix
1
Introduction.
L’énergie solaire photovoltaïque provient de la transformation directe d’une partie du
rayonnement solaire en énergie électrique. Cette conversion d’énergie s’effectue par le
biais d’une cellule dite photovoltaïque (PV) basée sur un phénomène physique appelé effet
photovoltaïque qui consiste à produire une force électromotrice lorsque la surface de cette
cellule est exposée à la lumière. La tension générée peut varier en fonction du matériau
utilisé pour la fabrication de la cellule. L’association de plusieurs cellules PV en
série/parallèle donnent lieu à un générateur photovoltaïque (GPV) qui a une caractéristique
courant-tension (I-V) non linéaire présentant un point de puissance maximale.
La caractéristique I-V du GPV dépend du niveau d’éclairement et de la température
de la cellule ainsi que du vieillissement de l’ensemble. De plus, son point de
fonctionnement du GPV dépend directement de la charge qu’il alimente. Afin d’extraire en
chaque instant le maximum de puissance disponible aux bornes du GPV, nous introduisons
un étage d’adaptation entre le générateur et la charge pour coupler les deux éléments le
plus parfaitement possible.
Le problème du couplage parfait entre un générateur photovoltaïque et une charge de
type continue n’est pas encore réellement résolu. Un des verrous technologiques qui existe
dans ce type de couplage est le problème du transfert de la puissance maximale du
générateur photovoltaïque (GPV) à la charge qui souffre souvent d’une mauvaise
adaptation. Le point de fonctionnement qui en découle est alors parfois très éloigné du
point de puissance maximale (PPM). La littérature propose une grande quantité de
solutions sur l’algorithme de contrôle qui effectue une recherche de point de puissance
maximale lorsque le GPV est couplé à une charge à travers un convertisseur statique.
Les convertisseurs statiques, adaptés à l’énergie solaire photovoltaïque, sont souvent
appelés dans le commerce «convertisseurs solaires». Ils ont comme objectif d’adapter
l’énergie électrique qui provient des panneaux photovoltaïques, pour pouvoir alimenter des
charges alternatives.
Certains régulateurs recherchent le point optimal de fonctionnement nommé PPM
(Point de Puissance Maximale) correspondant à une tension et un courant de panneau PV
optimaux (nommés respectivement VOPT et IOPT) pour lesquels la puissance maximale
dépend d’un certain nombre de paramètres météorologiques, tel que le niveau d’irradiation
solaire et la température.
L’objectif du projet est de concevoir un étage d’adaptation à partir d’une structure
giratrice BIF qui soit compatible avec la commande MPPT numérique, développée par
Alain Bilbao (ancien élève de l’ETSE-URV). Ce convertisseur a été choisi pour faciliter,
de par ses propriétés intrinsèques, la mise en parallèle de plusieurs modules
photovoltaïques électroniques.
Tout d’abord, nous définissons et nous présentons, dans ce rapport, le girateur de
puissance avec courant de sortie contrôle. La première partie de la section 3, présente
l’énergie solaire et ses principaux inconvénients, tandis que la fin est consacrée à
l’utilisation d’un girateur BIF comme étage d’adaptation. Finalement, le détail de la
1
réalisation électronique et les conclusions générales de ce projet seront présentés
respectivement dans les sections 4 et 5.
2
2
Girateur de puissance
2.1
Définition
Un girateur est un élément diports dans lequel la variable « tension » d’un port est
proportionnelle à la variable « courant » de l’autre port. Cela entraîne un comportement
dual entre le port d’entrée et celui de sortie. Par exemple, une capacité (source de tension)
sur le port de sortie est vue comme une inductance (source de courant) sur le port d’entrée.
En résumé, une source de tension est transformée en une source de courant.
2.2
Classification des girateurs de puissance
D’un point de vue circuit, un girateur de puissance est une structure à deux ports
caractérisée par l’une des paires d’équations décrites ci-dessous :
I e = gVs
(2.1)
I s = gVe
(2.2)
Ve = rI s
Vs = rI e
(2.3)
(2.4)
Ou Ie, Ve et Is, Vs correspondent, respectivement, aux valeurs continues du courant et
de la tension disponible sur chaque port (entré et sortie) et g (r) représente la conductance
(résistance) [1].
Ce type de structure nommé girateur de puissance peut être classé suivant la manière
qu’il transforme sa source d’excitation sur le port d’entrée en son dual sur le port de sortie.
Ainsi, nous pouvons distinguer deux types de famille de girateur de puissance : les
girateurs de puissance de type G avec le courant d’entrée ou de sortie contrôlé (équations
(2.1-2.2)), et les girateurs de puissance de type R avec la tension d’entrée ou de sortie
contrôlé (équations (2.3-2.4)) [1].
Pour les couples d’expressions (2.1-2.2) et (2.3-2.4), la puissance moyenne absorbée
à l’entrée (VeIe) est égale à la puissance transférée à la sortie (VsIs), cela signifie que ces
structures respectent la propriété de conservation de puissance (POPI) suggérant ainsi que
les deux types de girateurs puissent être réalisés à l’aide de convertisseurs à découpage
continu-continu.
Dans la suite du rapport, et pour notre application photovoltaïque, nous nous
intéresserons qu’aux propriétés de la famille des girateurs de type G.
3
2.3
Girateur de type G
En fonction des expressions (2.1-2.2), et suivant le courant que l’on contrôle nous
obtenons deux types de conversion :
1) une conversion Tension-Courant, si l’on contrôle le courant de sortie (Is=gVe),
comme le montre la figure 2-1.
2) une conversion Courant-Tension, si l’on contrôle le courant d’entrée (Ie=gVs),
comme décrit sur la figure 2-2.
Ie
+
-
+
Ve
-
Is
G GIRATEUR
+
Vs
-
gVe
Figure 0-1 : Girateur de type G avec courant de sortie contrôlé assurant la Conversion Tension-Courant.
Ie
gVs
+
Ve
-
Is
G GIRATEUR
+
Vs
-
+
-
Figure 0-2 : Girateur de type G avec courant d'entrée contrôlé assurant la Conversion Courant-Tension.
Une des applications des girateurs de la catégorie 1 en puissance concerne la mise en
parallèle de convertisseur de puissance. Cela découle directement des propriétés de son
port de sortie assimilable à une source de courant.
Les girateurs de la catégorie 2 ont pour principale propriété la transformation d’une
source de tension sur le port de sortie en une source de courant sur le port d’entrée.
Le but de notre projet est basé sur la conception d’un étage d’adaptation favorisant la
mise en parallèle de plusieurs modules photovoltaïques électroniques (MPVE) sur la même
charge DC. De ce fait, les propriétés apportées par les girateurs de la catégorie 1
correspondent idéalement à notre application. Dans la suite du document seul les girateurs
de type G avec courant de sortie contrôlé seront analysés.
2.3.1
Girateur de puissance avec courant de sortie contrôlé
L’objectif de cette étude est la conception d’une structure de conversion se
comportant comme un girateur de puissance de type G avec courant de sortie contrôlé,
pour rappel cette structure doit répondre en régime statique à l’équation :
4
I s = gVe
(2.2)
Dans ce cas Is et Ve correspondent, respectivement, aux valeurs moyennes du courant
de sortie et de la tension d’entrée. La figure 2-3, représente la structure générale du circuit
permettant de réaliser un girateur de type G avec courant de sortie contrôlé à base de
convertisseur DC-DC.
Convertisseur à Decoupage DC-DC
Is
Ie
+
+
ve
vs
-
-
u (t)
t
u
1
0
S(x)
S(x) = Is-gVe
Σ
-g
1
Figure 0-3 : Schéma de principe d'un girateur de type G avec courant de sortie contrôlé et fréquence de commutation
variable à base de convertisseur statique.
Pour obtenir un comportement de type G avec courant de sortie contrôlé, il suffit de
piloter un convertisseur à découpage à travers une boucle fonctionnant en mode de
glissement et répondant à la surface de commutation suivante : S(x) = Is-gVe. En régime
établit S(x) = 0 impliquant alors directement Is = gVe et indirectement Ie = gVs à travers la
loi de conservation de puissance, considérant que le convertisseur soit idéal.
Il faut noter également que l’imposition du mode de glissement sur le courant de
sortie exige la présence d’une inductance sur le port de sortie, réalisant ainsi la fonction de
filtre de courant pour que le courant de sortie soit assimilable à courant continu.
Dans la littérature, il existe de nombreux convertisseurs possédant naturellement une
inductance sur le port de sortie tels que :
- le convertisseur Buck,
- le convertisseur Cuk,
- le convertisseur Cuk avec isolation galvanique.
Pour des raisons de rendement de conversion, comme démontré dans la thèse
d’Angel Cid-Pastor [3], la structure retenue pour la suite du projet est le convertisseur
Buck.
5
D’un autre coté, pour des raisons de minimisation d’interférences
électromagnétiques, nous plaçons également une inductance en série sur le port d’entrée.
De ce fait la structure passe d’un ordre 2 à un ordre 4, comme le montre la figure 2-4,
devenant ainsi un convertisseur abaisseur possédant un filtre d’entrée, couramment appelé
BIF (de l’anglais buck Input Filter).
L2
L1
+
Ve
-
Ie
Is
C1
+
Vs R
-
C2
Figure 0-4 : Convertisseur BIF.
2.3.2
Analyse de la stabilité d’un convertisseur BIF avec courant de sortie
contrôlé
L’analyse de stabilité d’un BIF en tant que girateur de puissance de type G avec
courant de sortie contrôlé à fréquence variable de commutation a déjà été réalisée par
Angel Cid-Pastor [4]. Dans cette section, seuls les résultats pertinents de cette analyse sont
rappelés.
L’équation caractéristique résultante du système est la suivante :

1 
g ²R
1 
 s +
 s ² −
 = 0
s+
RC
C
L
C

2 
1
1 1
(2.5)
correspondant à un système instable.
Le convertisseur BIF devant travailler comme un girateur de puissance peut être
stabilisé à l’aide d’un réseau correcteur inséré dans la boucle de contrôle suivant la
technique décrite en [4]. Afin de réduire la complexité de la commande, la solution retenue
consiste à introduire des réseaux d’amortissement en parallèle sur le condensateur C1 et en
série avec l’inductance d’entrée L1 comme décrit sur la figure 2-5.
La
Cd
L1
C1
Rd
Ra
Figure 0-5 : Réseau d'amortissement.
Une fois les circuits d’amortissement placés, l’expression de l’équation
caractéristique devient :
6

1 
 s +
 P( s) = 0
RC2 

(2.6)
avec
 1
 1
1
1
g²R 
g²R 
 s ² + 
 s +
P( s ) = s 3 + 
+
−
−
L1C1Rd Cd
 L1C1 Rd Cd C1 
 Rd Cd Rd C1 C1 
(2.7)
Après l’application du critère de Routh sur le polynôme caractéristique (2.7), nous
pouvons définir les conditions de stabilité telles que :
C1 + Cd
g 2R
(2.8)
Rd Cd > g 2 RL1
(2.9)
Rd Cd <
g 2 RRd Cd + g 2 RL1 (C1 + Cd ) < ( g 4 R 2 L1 + Cd ) Rd Cd
2
2
(2.10)
Prenant en compte les conditions de stabilité de (2.8) à (2.10), nous avons
dimensionné le convertisseur BIF ainsi que les réseaux d’amortissements en respectant le
schéma de principe de la figure 2-3. Sa réalisation expérimentale est détaillée en figure 2-6
où le convertisseur peut être aisément reconnu avec son circuit de commande associé.
Figure 0-6: Convertisseur BIF avec réseau d'amortissement.
7
2.4
Analyse du convertisseur BIF comme girateur de puissance.
Comme décrit précédemment, le convertisseur de puissance BIF est réalisé à partir
d’une structure abaisseuse (buck) dont le port d’entrée est muni d’un filtre LC. Dans cette
section, le principe du convertisseur buck et du girateur BIF sont rappelé, afin d’établir par
la suite une comparaison entre les deux structures.
2.4.1
Rappel du convertisseur Buck
Le convertisseur buck est un convertisseur de puissance de type DC-DC,
communément appelé « abaisseur » car il permet d’obtenir sur son port de sortie une
tension inférieure à la tension présente sur le port d’entrée, mais en contre parti son courant
de sortie est plus élevé.
Ce convertisseur appartient à la famille des alimentations à découpage, il est
constitué d’une cellule de commutation formé par deux semi-conducteurs, dont l’un
possède un amorçage commandé (par exemple un transistor MOSFET ou IGBT), et l’autre
une commande spontanée (une diode).
La façon la plus simple de réduire une tension est d’utiliser un diviseur de tension,
mais les diviseurs de tension, dissipant sous forme de chaleur l’excédant de tension,
possèdent un faible rendement ce qui est inacceptable pour les applications d’électronique
de puissance. Ainsi, un convertisseur buck affichant un rendement de conversion proche de
95%, et offrant la possibilité de réguler la tension de sortie, est donc plus adapté pour les
applications de l’électronique de puissance.
S
Ve
+
_
+ VL VD
+
IL
C
R
+
Vs
-
Figure 0-7 : Structure du convertisseur Buck.
2.4.1.1
Principe de fonctionnement
Le fonctionnement du convertisseur Buck peut être divisé en deux configurations
suivant l’état de fonctionnement de l’interrupteur commandé.
Dans l’état passant ou à l’état ON (figure 2-8), l’interrupteur S est fermé.
L’inductance, parcourue par un courant qui croit linéairement, emmagasine de l’énergie
tandis que la diode polarisée en inverse est bloquée.
Dans l’état bloqué ou à l’état OFF (figure 2-9) l’interrupteur S est ouvert. La diode
devient passante, assurant ainsi la continuité du courant à travers l’inductance. Durant cette
phase l’inductance est parcourue par un courant qui décroît, on dit alors que l’inductance
restitue l’énergie préalablement emmagasiné à la charge.
8
+ VL Ve
+
_
VD
+
IL
C
R
+
Vs
-
Figure 0-8 : Fonctionnement du convertisseur Buck à l’état ON.
IL
C
R
+
Vs
-
Figure 0-9 : Fonctionnement du convertisseur Buck à l'état OFF.
La figure 2-10 représente une simulation du fonctionnement du convertisseur Buck
en boucle ouverte, réalisé à partir du logiciel PSIM et du schéma de simulation présenté en
figure 2-11. Sur cette figure les différents courants et tensions présents sur les ports
d’entrée et de sortie du convertisseur sont exposés. Cette illustration permet de mettre en
évidence la fonction abaisseuse en tension (Ve = 20 V, Vs = 9,80 V) et élévatrice en
courant (Ie = 0,52 A, Is = 0,98 A) du convertisseur pour un rapport cyclique de l’ordre de
0,5.
Ve
Vs
Is
Ie
Figure 0-10 : Forme d’onde de la tension et du courant d’entrée et de sortie du convertisseur Buck en régime
stationnaire.
9
Figure 0-11 : Schéma de simulation du convertisseur buck.
2.4.1.2
Relation entre la tension d’entrée et de sortie
Quand un convertisseur buck travaille en mode de conduction continu le courant à
travers l’inductance ne s’annule jamais et la tension moyenne décrite par l’équation (2.11)
à ces bornes est nulle.
T
VL =
1
VL dt = 0
T ∫0
(2.11)
Comme dit précédemment, le fonctionnement du convertisseur sur une période de
découpage est divisé en deux parties qui sont l’état ON et l’état OFF, ce qui permet
d’écrire :
αT
T
1
1
VL = ∫ VL (t ) + ∫ VL (t ) = 0
T 0
T αT
(2.12)
avec αT correspondant au temps de conduction de l’interrupteur
A l’état ON (figure 2-8), on a :
VL =
αT
1
VL dt
T ∫0
(2.13)
1
VL = αT (Ve − Vs) = α (Ve − Vs )
T
A l’état OFF (figure 2-9), on a :
T
VL =
1
VL (t )
T α∫T
VL =
1
(T (−Vs ) + αTVs ) = Vs(α − 1)
T
10
(2.14)
En insérant les équations (2.13) et (2.14) dans (2.12), on obtient la relation entre la
tension de sortie et d’entrée du convertisseur Buck :
VL =
αT
T
1
1
VL (t ) + ∫ VL (t ) = 0
∫
T 0
T αT
VL = α (Ve − Vs ) + Vs (α − 1) = 0
(2.15)
Vs = αVe
avec α compris entre 0 et 1, on s’aperçoit que la tension de sortie Vs est inférieure à
la tension d’entrée Ve.
La figure 2-11 représente l’évolution du courant dans l’inductance régit par
l’équation (2.16) sur plusieurs périodes de découpages :
VL = L
dI L
dt
(2.16)
A l’état ON, l’équation (2.13) indique que la tension aux bornes de l’inductance est
positive impliquant ainsi une croissance linéaire du courant IL.
A l’état OFF, la tension aux bornes de l’inductance est négative (2.14) engendrant
une décroissance du courant IL.
dI L
>0
dt
Etat ON
dI L
<0
dt
Etat OFF
αT
T
Figure 0-12 : Evolution du courant dans l’inductance.
11
2.4.1.3
Relation entre le courant d’entrée et de sortie
Hypothèse : le convertisseur possède un rendement de 100% (pas de perte), ce qui
veut dire que la puissance d’entrée est entièrement transférée à la sortie.
Puissance d’entrée Pe = Ve ⋅ I e
Puissance de sortie Ps = Vs ⋅ I s
(2.17)
(2.18)
D’après l’hypothèse on a :
Pe = Ps
(2.19)
Ve I e = Vs I s
En insérant l’équation (2.15) dans (2.19) on obtient la relation entre le courant
d’entrée et de sortie, qui est :
I e = αI s
(2.20)
A partir de l’équation (2.20) on s’aperçoit que le convertisseur Buck est une structure
élévatrice en courant.
2.4.1.4
Simulations
Dans cette section nous allons étudier à l’aide du logiciel Psim le comportement des
variables électriques du convertisseur buck, lorsque ce dernier est soumis à différentes
perturbations.
a) Variation de la charge :
Sur la figure 2-13 nous pouvons voir et analyser le comportement des différentes
variables du système (tension d’entrée et de sortie, courant d’entrée et de sortie) lorsqu’une
variation de charge (20 Ω à 10 Ω) apparaît.
Ve
Vs
Ie
Is
12
Figure 0-13 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie du convertisseur Buck suite à
une variation de charge
La variation de charge n’a aucune influence sur la tension d’entrée et de sortie, ce qui
est logique car le rapport cyclique demeure constant. Par contre, le courant de sortie a
augmenté suite à la diminution de la charge ainsi que le courant d’entrée pour maintenir
l’égalité entre la puissance d’entrée et de sortie (PIPO).
Resistance 20 Ω
Courant d’entrée 0,126 A
Courant de sortie 0,250 A
Tension d’entrée 10 V
Tension de sortie 5 V
Resistance 10 Ω
0,450 A
0,5 A
10 V
4,980 V
Tableau 0.1 : Résumé des valeurs obtenues suite à une variation de charge.
b) Variation de la tension d’entrée
Sur la figure 2-14 nous pouvons étudier le comportement des différentes variables
électriques du système (tension d’entrée et de sortie, courant d’entrée et de sortie)
lorsqu’une variation sur la tension d’entrée apparaît.
Ve
Vs
Ie
Is
Figure 0-14 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie du convertisseur Buck suite à
une variation de la tension d’entrée.
13
D’après l’équation (2.15) et pour un rapport cyclique (α) constant, si la tension
d’entrée augmente la tension de sortie fait de même. Cette augmentation engendre une
croissance des courants d’entrée et de sortie afin de toujours maintenir l’égalité entre les
puissances.
Tension d’entrée 10 V
Courant d’entrée 0,220 A
Courant de sortie 0,249 A
Tension de sortie 5 V
Tension d’entrée 15 V
0,441 A
0,371 A
7,430 V
Tableau 0.2 : Résume des valeurs obtenues suite à une variation de la tension d’entrée.
c) Variation du rapport cyclique :
La figure 2-15 représente le comportement des différentes variables du système
(tension d’entrée et de sortie, courant d’entrée et de sortie) lorsqu’une variation du rapport
cyclique (0.5 à 0.75) apparaît.
Ve
Vs
Is
Ie
Figure 0-15 : Variation du comportement du courant et de la tension d’entrée et de sortie du convertisseur Buck suite à
une variation du rapport cyclique
L’augmentation du rapport cyclique d’après l’équation 2.15 engendre une
augmentation de la tension et du courant de sortie, et par la même occasion une croissance
du courant d’entrée pour conserver l’égalité entre les puissances.
14
Rapport cyclique 0,5
Courant d’entrée 0,220 A
Courant de sortie 0,250 A
Tension d’entrée 10 V
Tension de sortie 5 V
Rapport cyclique 0,75
0,368 A
0,375 A
10 V
7,499 V
Tableau 0.3 : Résume des valeurs obtenues suite à une variation du rapport cyclique.
d) Récapitulatif :
Le tableau ci-dessous résume le comportement des variables du système par rapport
aux différentes perturbations subies par le convertisseur Buck :
Ve
Vs
Ie
Is
R↓
cte
cte
↑
↑
R↑
cte
cte
↓
↓
α↓
cte
↓
↓
↓
α↑
cte
↑
↑
↑
Ve↓
↓
↓
↓
↓
Ve↑
↑
↑
↑
↑
Tableau 0.4 : Résumé de l’évolution des variables du convertisseur Buck sous différentes variations.
2.4.2
Girateur de puissance de type G basé sur le convertisseur BIF
2.4.2.1
Principe de fonctionnement
Le girateur BIF, de par ses propriétés et en vue d’une mise en parallèle de plusieurs
structures, étudié dans cette partie sera régit par l’équation :
I s = gVe
(2.2)
Le convertisseur à découpage sera piloté à travers une boucle fonctionnant en mode
de glissement et répondant à la surface S(x) = Is-gVe. La figure 2-19 montre respectivement
les résultats expérimentaux et de simulations (Psim) du girateur en mode stationnaire,
impliquant que S(x) = 0, avec une conductance g égale à 0.5 Ω-1.
15
Ve
Is
Ve
Vs
Is
Vs
Ie
Ie
b)
a)
Figure 0-16 : Relevés du comportement du BIF en mode stationnaire avec g=0.5Ω-1
a) expérimentalement
b) en simulation
Le schéma de principe utilisé pour obtenir ces résultats est représenté sur la figure 220, il est à noter que la surface de glissement est réalisée à partir d’un multiplicateur
analogique associé à un comparateur à hystérésis. Cette surface de glissement impose une
fréquence de découpage qui varie en fonction de l’évolution de différents paramètres
électriques, contrairement à la structure classique du buck étudiée auparavant où la
fréquence de découpage était imposée par le PWM. Les deux paramètres qui influencent la
fréquence de découpage sont, la tension d’entrée Ve, la tension de sortie Vs et le rapport
cyclique.
Figure 0-17 : Schéma de simulations du BIF
16
2.4.2.2
Dimensionnement
Les différentes valeurs des éléments passifs du convertisseur Buck ont été
déterminées à partir du cahier des charges ci-dessous :
- taux d’ondulation dans l’inductance L2 : ∆IL2 = 1,12 A,
- taux d’ondulation de la tension aux bornes de la capa C2: ∆VC2= 130mV,
- fréquence de découpage : Fdec = 100 kHz,
- tension d’entrée Ve = 16V (correspond à la tension optimale du module
photovoltaïque BP 585).
Détermination de l’inductance :
La relation permettant de déterminer la valeur du taux d’ondulation du courant dans
l’inductance présente en sortie du convertisseur Buck est la suivante :
Ve.(1 − α ).α
(2.21)
fL2
D’après (2.21), on voit que le taux d’ondulation est maximal pour α = 0.5, ce qui
permet d’écrire :
∆I L 2 =
∆I L 2 MAX =
Ve
4 fL2
(2.22)
A partir de (2.22), et des indications présentes dans le cahier des charges il est facile
de déterminer la valeur de l’inductance L2.
L2 =
Ve
16
=
= 35,71µH
4 f∆I L 2 MAX 4.100.103.1,12
Détermination du condensateur :
La relation permettant de déterminer la valeur du taux d’ondulation de la tension aux
bornes du condensateur en sortie du convertisseur Buck est la suivante :
∆VC 2 =
α (1 − α )Ve
8 L2C2 f 2
(2.23)
D’après (2.23), on voit que le taux d’ondulation de la tension est maximal pour α =
0.5, ce qui permet d’écrire :
∆VC 2 MAX =
Ve
32 LCf 2
(2.24)
La valeur du condensateur C2 peut être déterminée à partir de (2.24) et des
informations présentes dans le cahier des charges :
17
C2 =
Ve
16
=
= 6,73µF
−6
32 Lf ∆VC 2 MAX 32.57,14.10 .(100.103 ) 2 .0,13
2
Pour un convertisseur buck classique piloté par un PWM, ces valeurs restent figées,
par contre pour le girateur BIF, les taux d’ondulations risquent de varier puisque la
fréquence de découpage pour une telle structure n’est pas fixe.
Pour le dimensionnement du filtre d’entré L1 et C1, ainsi que du réseau
d’amortissement présenté sur la figure 2-5, le lecteur pourra se référer aux travaux déjà
réalisés par Angel Cid-Pastor [4], ici seules les valeurs sont rappelées :
Cd = 100 µF
Rd = 2,2 Ω
C1 = 12 µF
L1 = 12 µH
La = 22 µH
Ra = 1,2 Ω
2.4.2.3
Résultats expérimentaux et de simulations
Sur la figure 2-19, nous pouvons vérifier que les caractéristiques du girateur G définit
par les équations (2.1) et (2.2) sont respectées. En effet le courant de sortie Is est égal à 5A
pour une tension d’entrée Ve de 10V, ce qui correspond bien à une conductance g égale à
0.5 Ω-1. La même analyse peut être effectuée entre le courant d’entrée Ie et la tension de
sortie Vs. Il est à noter que lors de la simulation les pertes du à la conduction et à
l’amorçage des semi-conducteur ainsi que les pertes joules présentes dans les composants
passif sont négligées, c’est pour cela que l’on peut observer une légère différence entre les
valeurs des variables électriques obtenue en simulation et expérimentalement.
Tension de sortie
Tension d’entrée
Courant de sortie
Courant d’entrée
Résultats expérimentaux
4,795 V
10,01 V
5,119 A
2,865 A
Simulations
5,17 V
10 V
5,12 A
2,68 A
Tableau 0.5 : Résume des valeurs obtenues
Vérification des résultats :
-
Expérimental :
Pe = Ve·Ie = 10,01·2,865 = 28,678 W
Ps = Vs·Is = 4,795·5,119 = 24,545 W
Pe ≈ Ps
18
-
Simulation :
Pe = Ve·Ie = 10·2,68 = 26,8 W
Ps = Vs·Is = 5,17·5,12 = 26,47 W
Pe ≈ Ps
La figure 2.21, représente le comportement du système lorsqu’une perturbation est
introduite sur la tension d’entrée.
Is
Ve
Is
Ve
Vs
Vs
Ie
Ie
Figure 0-18 : Comportement du BIF avec une perturbation sur la tension d’entré avec g=0.5 Ω-1.
a) expérimentalement,
b) en simulation.
Les variables d’état du girateur atteignent leurs état d’équilibre après un état
transitoire du à la variation de la tension d’entrée. Il est à noter que dans les deux cas de
figures que le courant de sortie reste proportionnel à la tension d’entrée avec un facteur de
proportionnalité de l’ordre de 0.5 Ω-1.
Sur le relevé expérimental, on peut noter la modification de la fréquence de
découpage en fonction du changement de la tension d’entrée Ve. Une augmentation de Ve
engendre une croissance de la fréquence de découpage alors qu’une diminution de cette
dernière provoque une réduction de la fréquence.
La figure 2-22, permet de mettre en évidence la différence de comportement entre le
convertisseur Buck et le girateur BIF lorsqu’ils sont soumis à une variation de charge. Pour
le convertisseur Buck, en boucle ouverte, la variation de charge n’a aucune influence sur la
tension d’entrée et de sortie, ce qui est logique car le rapport cyclique demeure constant,
seul les courants sont affectés par cette perturbation afin de maintenir la conservation de
puissance entre l’entrée et la sortie.
V
Is = s
(2.25)
R
Avec cette équation nous pouvons voir qu’une variation de la résistance implique une
variation du courant de sortie et d’entrée afin de maintenir l’égalité au niveau des
puissances.
Pe = Ps
Ve I e = Vs I s
→ si R augmente, Is et Ie diminuent
19
(2.19)
Pour le girateur BIF, cette perturbation n’a aucune influence sur les variables
électriques contenue dans l’équation (2.2), qui sont le courant de sortie et la tension
d’entrée. Par contre cette perturbation affecte les variables contenue dans l’équation (2.1)
afin de maintenir comme, pour le convertisseur Buck, une égalité entre la puissance
d’entrée et de sortie.
Ve
Ve
Vs
Is
Ie
Vs
Is
Ie
b) Vs = αVe
a) I s = gVe
Figure 0-19 : Comportement du BIF avec une perturbation sur la résistance de sortie avec g=0.5 Ω-1.
a) girateur BIF
b) convertisseur Buck
Cet essai permet de mettre en évidence la conversion tension-courant de la structure
BIF, c’est-à-dire que sur son port de sortie on retrouve une source de courant qui par
définition impose son courant quelque soit la charge connecté à ses bornes. Il est à noter
également le changement de la fréquence de découpage de la structure due à la variation de
la tension de sortie.
3
Girateur de puissance associé à une commande MPPT
20
Après avoir étudié le fonctionnement du girateur de puissance de type G basé sur le
convertisseur BIF dans le chapitre 2 et avant de l’utiliser comme étage d’adaptation, une
introduction sur l’énergie photovoltaïque est réalisée en première partie de ce chapitre.
3.1
Energie photovoltaïque
L’énergie photovoltaïque est une énergie produite à partir de la conversion du
rayonnement solaire, c’est une énergie dite intermittente car sa production est nulle la nuit
(absence du soleil) et faible les jours de mauvais temps. L’énergie solaire, peut être
convertie en chaleur ou en électricité, on parle alors :
- d’énergie solaire photovoltaïque pour une conversion en électricité,
- d’énergie solaire thermique pour une conversion en chaleur.
3.1.1
Electricité photovoltaïque
3.1.1.1
L’effet photovoltaïque
La conversion de la lumière en électricité, appelée effet photovoltaïque, a été
découverte par E. Becquerel en 1839. Cette conversion d’énergie s’effectue par le biais
d’une cellule dite photovoltaïque (PV), qui consiste à produire une force électromotrice
lorsque la surface de cette cellule est exposée à la lumière. La tension générée peut varier
en fonction du matériau utilisé lors de la fabrication. L’association de plusieurs cellules PV
en série/parallèle donne naissance à un générateur photovoltaïque qui présente une
caractéristique courant-tension I(V) non-linéaire présentant un point de puissance maximal
(PPM). Cette caractéristique dépend du niveau d’éclairement et de la température de la
cellule (comme nous le verrons par la suite) ainsi que du vieillissement de l’ensemble
3.1.1.2
La cellule photovoltaïque
Une cellule photovoltaïque est composée d’un matériau semi-conducteur qui absorbe
l’énergie lumineuse et la transforme directement en courant électrique. Le principe de
fonctionnement de cette cellule fait appel aux propriétés d’absorption du rayonnement par
des matériaux semi-conducteurs. Ainsi, les matériaux utilisés pour concevoir des cellules
PV possèdent des électrons susceptibles d’être libérés de leurs atomes lorsqu’ils sont
excités par des photons émis par la lumière du soleil. Une fois libérés, ces charges se
déplacent dans le matériau et forment un courant électrique circulant dans une seule
direction (comme aux bornes d’une pile) et de nature continu (c.c). La circulation de ce
courant donne naissance à une force électromotrice (fem) aux bornes du semi-conducteur
correspondant ainsi au phénomène physique appelé l’effet photovoltaïque. La figure 3-1
illustre la constitution d’une cellule photovoltaïque en silicium.
21
ECLAIREMENT G
PHOTONS
CONTACT
AVANT
(GRILLE)
JONCTION
PN
DEPLACEMENT
D’ELECTRONS
VCELL
ICELL
ZONE
DOPEE P
ZONE
DOPEE N
Figure 3-1 : Structure d’une cellule photovoltaïque au silicium (jonction PN).
Classiquement, une cellule PV est réalisée à partir de deux couches de silicium, une
dopée P (dopée au bore) et l’autre dopée N (dopé au phosphore). Entre les deux zones se
développe une jonction PN avec une barrière de potentiel. La zone N est couverte par une
grille métallique qui sert de cathode (contact avant), tandis qu’une plaque métallique
(contact arrière) recouvre l’autre face du cristal et joue le rôle d’anode.
Lorsque les photons sont absorbés par le semi-conducteur, ils transmettent leur
énergie aux atomes. Si l’énergie transmise est supérieure à celle associée à la bande
interdite (Eg) du semi-conducteur, des paires électrons-trous
libres sont alors crées dans
r
cette zone de déplétion. Sous l’effet d’un champ électrique E qui règne dans cette zone, ces
porteurs libres sont drainés vers les contacts métalliques des régions P et N. Il en résulte
alors un courant électrique dans la cellule PV et une différence de potentiel (de 0.6 à 0.8
Volt) supportée entre les électrodes métalliques de la cellule, communément nommée
tension de circuit ouvert (VOC). Le courant maximal se produit lorsque les bornes de la
cellule sont court-circuitées, on parle alors de courant de court-circuit (ICC) qui dépend
fortement du niveau d’éclairement. La figure 3-2 illustre la caractéristique non linéaire
courant tension I(V) d’une cellule PV, avec un point de puissance maximal (PPM)
caractérisé par sa tension et son courant optimal (IOPT et VOPT)
ICELL [A]
ICC
IOPT
VOPT VOC
VCELL [V]
Figure 3-2 : Caractéristique I(V) d’une cellule photovoltaïque.
22
Une cellule PV peut se modéliser à partir de l’équation définissant le comportement
statique de la jonction PN d’une diode classique. Ainsi, la figure 3-3 illustre le schéma
équivalent électrique d’une cellule PV réelle. Dans cette équation, on prend en compte le
courant de court-circuit et les différentes résistances modélisant les pertes dues à la
connectique. Ainsi, en statique, le comportement d’une cellule PV constitué d’une jonction
PN à base de silicium peut être décrit par l’équation suivante [3] :
 V
+ I CELL RS
I CELL = I CC − I SAT exp CELL
nVT
 
KT
où VT =
e
  VCELL + I CELL RS
 − 1 −
RP
 
(3.1)
avec
ISAT (A) courant de saturation
VT (V) le potentiel thermodynamique
K (J.K-1) constante de Boltzmann
T (K) température effective de la cellule
e charge de l’électron
n facteur de non idéalité de la jonction
ICELL (A) courant fourni par la cellule
VCELL (V) tension aux bornes de la cellule
ICC (A) courant de court circuit de la cellule dépendant de l’ensoleillement et de la
température
RP (Ω) résistance de shunt caractérisant les courants de fuites de la jonction
RS (Ω) résistance série représentant les diverses résistances des contacts et de
connexions
RS
ICC
D
ICELL
RSH
+
VCELL
Figure 3-3 : Schéma équivalent électrique d’une cellule PV.
3.1.2
Constitution d’un générateur photovoltaïque
La cellule photovoltaïque élémentaire constitue un générateur de très faible puissance
au regard des besoins de la plupart des applications domestiques ou industrielles. Pour
produire plus de puissance, plusieurs cellules sont assemblées afin de créer un module ou
un panneau photovoltaïque. La connexion en série des cellules permet d’augmenter la
tension, tandis que la mise en parallèle permet d’accroître le courant. Le câblage
série/parallèle est donc utilisé pour obtenir un générateur PV aux caractéristiques
souhaitées.
23
La plupart des modules commercialisés sont constitués par deux ou quatre réseaux de
cellules en silicium cristallins connectées en série, comme le montre la figure 3-4. Chacun
de ces sous réseaux est lui-même constitué d’un groupe de cellules connectées en série (18
cellules pour le module PV référencé BP585). Le nombre de cellules par sous réseaux est
le fruit d’un compromis économique entre protection et perte d’une partie importante du
GPV en cas de défaut partiel.
Diode anti-retour
IPV
IPV1
GPV2
GPV1
IPV2
VPV
18 cellules en
série
Chaîne A
Chaîne A
Chaîne B
Chaîne B
Diodes By-Pass
Figure 3-4 : Association de deux modules PV commerciaux en parallèles avec leurs diodes de protections.
PPV [W]
PPV [W]
La caractéristique électrique I(V) d’un GPV est proportionnelle à celle d’une cellule.
Le rapport de proportionnalité est fonction du nombre de cellules connectées en série et du
nombre de branches de cellules associées en parallèle. Cette caractéristique est non linéaire
et présente un point de puissance maximal (PPM). Ce point est également référencé par un
courant et une tension nommés, comme pour la cellule, IOPT et VOPT respectivement. Sur la
figure 3-5, nous pouvons observer le comportement d’un module PV commercial de 100W
crêtes constitué de 36 cellules en série, en fonction de la température et de l’éclairement.
V PV [V]
VPV [V]
a)
b)
Figure 3-5 : Caractéristiques de puissance d’un module photovoltaïque commercial de 100W.
a) pour différentes températures
b) pour différents éclairements
24
Sur la figure 3-5 (a), nous pouvons voir l’impact négatif de la température sur
l’évolution du point de puissance maximal.
3.1.3
Protection classique d’un GPV
Pour garantir une durée de vie importante d’une installation photovoltaïque destinée à
produire de l’énergie électrique sur des années, des protections électriques doivent être
ajoutées aux modules commerciaux afin d’éviter des pannes destructives liées à
l’association de cellules en série et de générateur en parallèle. Pour cela, deux types de
protections classiques sont utilisés dans les installations actuelles, voir figure 3-4 :
-
la diode anti-retour empêche que les GPV soient parcourus par un courant
négatif. Ce phénomène peut apparaître lorsque plusieurs modules sont
connectés en parallèles, ou bien quand la charge connectée peut basculer du
mode récepteur au mode générateur, par exemple une batterie durant la nuit.
les diodes by-pass isolent un sous réseau de cellules lorsque l’éclairement n’est
pas homogène évitant ainsi des points chauds et la destruction des cellules mal
éclairées.
-
3.1.4
Connexion directe entre la source PV et une charge DC
Dans le cas d’une connexion directe le point de fonctionnement d’un GPV dépend de
l’impédance de la charge à laquelle il est connecté. En effet, le point de fonctionnement
correspond au point d’intersection entre les caractéristiques électrique de la charge et du
GPV.
Actuellement, l’application la plus simple que l’on peut concevoir se compose d’un champ
photovoltaïque connecté à une charge. Ce choix est principalement lié à la simplicité de
l’opération et le très haut degré de fiabilité, dû fondamentalement à l’absence
d’électronique, sans parler du faible coût de conception. La figure 3-6 montre ce cas de
figure. La présence de la diode anti-retour est indispensable pour empêcher la circulation
d’un courant négatif vers le module PV.
Diode
Anti-retour
Charge DC
G
GPV
PMAX
Figure 3-6 : Connexion directe entre un GPV et une charge par le biais d’une diode anti-retour.
L’inconvénient de cette configuration, c’est qu’elle n’offre aucun type de limitation
et/ou de réglage de la tension de la charge. Par exemple, dans le cas d’une batterie, un
système de régulateur doit alors être ajouté pour garantir la durée de vie de cette dernière.
Le transfert de puissance disponible aux bornes du GPV vers la charge dépend fortement
25
Source
de tension
Charge résistive
PPV [W]
IPV [A]
de l’état de la batterie à travers son niveau de tension. La puissance extraite peut être très
éloigné du maximum de puissance que peut délivrer le GPV, comme l’illustre la figure 3-7.
IOPT
PPM
PMAX
PC
Source
C
A
PA
B
VOPT
de courant
PB
VPV [V]
Figure 3-7 : Points de fonctionnement d’un GPV en fonction de la charge en connexion directe.
Plus généralement, un GPV peut être connecté directement à trois types de charges :
-
une charge purement résistive,
une charge de type source de tension continue,
une charge de type source de courant continue.
Sur la figure 3-7, les caractéristiques I(V) et P(V) d’un GPV sont schématisées ainsi
que les caractéristiques I(V) de ces trois charges. Le point de fonctionnement où la
puissance fournie par le générateur est maximale (PMAX) correspond au point de
fonctionnement (IOPT, VOPT), point nommé PPM. Les points d’intersections entre la
caractéristique électrique du GPV et celle des différentes charges sont respectivement :
-
le point A pour une charge de type source de tension,
le point B pour une charge de type source de courant,
le point C pour une charge résistive.
Pour ces trois points, la puissance fournie par le générateur est respectivement PA, PB
et PC. Ces trois cas de figures montrent que le panneau photovoltaïque est mal exploité car
la puissance maximale disponible n’est pas transférée à la charge. Ce qui suppose une perte
d’une partie de la puissance produite par le générateur PV impliquant à la longue des
pertes de production énergétiques importantes.
3.1.4.1
Etage d’adaptation entre le générateur photovoltaïque et la charge
Comme vu précédemment, un GPV présente des caractéristiques I(V) non linéaires
avec des PPM qui dépendent du niveau d’éclairement et du seuil de température de la
cellule. Par définition, le point de fonctionnement correspond à l’intersection de la
caractéristique d’un dipôle générateur avec celle d’un dipôle récepteur. Ainsi, pour une
application photovoltaïque et selon le type de charge connecté, le point de fonctionnement
peut se trouver plus ou moins éloigné du PPM.
26
Afin d’extraire à chaque instant le maximum de puissance disponible aux bornes du
GPV et de la transférer à la charge, la technique utilisée consiste à insérer un étage
d’adaptation entre le GPV et la charge comme décrit sur la figure 3-8. Cet étage joue le
rôle d’interface entre les deux éléments en assurant à travers une loi de commande le
transfert du maximum de puissance.
I2
I1
+
V1
v
+
V2
ETAGE
D’ADAPTATION
-
-
i
CHARGE
GPV
Figure 3-8 : Etage d’adaptation jouant le rôle d’interface de puissance entre un GPV et une charge pour le transfert de
Pmax du GPV.
Ce type de commande est souvent nommée dans la littérature « Recherche du Point
de Puissance Maximum » ou bien « Maximum Power Point Tracking » en anglo-saxon
(MPPT).
L’objectif de ces commandes est d’effectuer une recherche permanente du point de
puissance maximal (PPM) et d’assurer à tout instant une parfaite adaptation entre le
générateur et sa charge, de façon à transférer le maximum de puissance
La figure 3-9 représente une chaîne élémentaire de conversion photovoltaïque, où la
commande MPPT agit sur le rapport cyclique du convertisseur DC-DC pour extraire le
PPM.
I2
+
+
GPV
V1
Convertisseur
DC-DC
V2
-
-
Charge DC
I1
G
PMAX
Rapport Cyclique D
IPV
VPV
Commande
MPPT
Figure 3-9 : Chaîne élémentaire de conversion photovoltaïque d’un transformateur DC contrôlé par une commande
MPPT.
Le choix de la structure de conversion va dépendre des caractéristiques électriques du
module photovoltaïque et de la charge DC qui est connectée. Par exemple si la tension de
la batterie (charge DC) est inférieure à la tension optimale du GPV une structure
abaisseuse est nécessaire, dans le cas contraire c’est une structure élévatrice qu’il faudra
utiliser comme étage d’adaptation [8] ou [9]
27
3.1.5
Site photovoltaïque (PV) du LAAS-CNRS
3.1.5.1
Module PV utilisé
Au LAAS, nous disposons de 12 modules PV de 85 Watts crête commercialisés par
BP Solarex avec la référence BP585 [5].
Les panneaux PV peuvent être interconnectés en série et/ou en parallèle selon les
applications.
Un tableau de connections, situé dans le laboratoire photovoltaïque, nous permet de
faire le branchement électrique entre les divers panneaux.
Figure 3-10 : Site photovoltaïque du LAAS-CNRS.
Le tableau 3.1 montre les principales caractéristiques des panneaux utilisés :
Module
Puissance
Tension optimale (maximum puissance)
Courant optimale (maximum puissance)
Courant court-circuit
Tension circuit ouvert
Dimensions
Poids
BP 585
85 W (25° C)
18 V
4,72A
5A
22,03 V
46 x20,9 x1,5
16,5lb / 7,5Kg
Tableau 3.1 : Caractéristiques du panneau solaire du LAAS-CNRS.
3.1.5.2
Système de mesure
Afin de pouvoir réaliser des mesures sur la chaîne de conversion d’énergie PV, une
chaîne d’acquisition de mesures assistée par ordinateur a été entièrement conçue et réalisée
28
au LAAS-CNRS [6]. Le premier objectif de ce système de mesure est d’évaluer le
rendement énergétique d’une ou plusieurs chaînes de conversion modulaires pour systèmes
photovoltaïques.
La chaîne de mesure permet d’évaluer les rendements de cinq systèmes de conversion
d’énergie travaillant en même temps, les mesures réalisées sont la tension du panneau,
courant du panneau, tension de batterie et courant de batterie. De ces mesures, on peut
déduire les différentes puissances d’une chaîne de conversion élémentaire : puissance
instantanée à l’entrée et à la sortie, puissance moyenne à l’entrée et à la sortie et puissance
maximale délivrée par les panneaux. A partir de ces données de puissance, le système peut
calculer les rendements de la chaîne.
Le système de mesure est géré par un logiciel appelé SOL [6] qui, depuis un PC,
contrôle tout le procès d’acquisitions y compris le stockage des données sur le disque dur.
Après l’obtention de ces données nous pouvons effectuer un traitement à l’aide de
MATLAB pour obtenir les résultats sous forme de graphiques où de rendements.
3.2
Principe de la commande MPPT numérique du LAAS-CNRS
3.2.1
Description de la commande MPPT extrémale du LAAS-CNRS
Les commandes MPPT développées au LAAS-CNRS ces dernières années [10] sont
toutes basées sur le principe de la commande extrémale. Ce type de commande se base sur
la recherche d’un extrême d’un paramètre ou d’une variable physique d’un système par la
variation ou la perturbation d’un paramètre d’entrée de ce système. La commande
extrémale a été rapportée en 1920 par Leblanc pour la recherche du pic de résonance d’un
système électromécanique [10]. Dans le cas particulier d’un GPV, une commande MPPT
extrémale oblige le point de fonctionnement du GPV à se rapprocher du PPM et à osciller
autour de lui indéfiniment.
La commande MPPT utilisée tout au long de ce stage de fin d’études a été étudiée au
préalable par Ramon Leyva [8] et réalisée numériquement par Alain Bilbao et Cédric
Cabal [10] [11].
La figure 3-11 représente le principe général de la commande MPPT extrémale
numérique sous forme d’un schéma block. Ici nous pouvons voir que la commande
extrémale du LAAS-CNRS est basée sur la puissance fournie par le générateur PV.
29
PIC 18F1220
τ
Figure 3-11 : Schéma block de la commande MPPT numérique du LAAS-CNRS.
Pour cela, il est nécessaire de connaître la tension VPV et le courant IPV en
permanence aux bornes du GPV afin d’établir une image de la puissance (PPV). Cette
opération est réalisée à l’aide d’une instruction du PIC qui fait appel à une multiplication
Hardware permettant de réduire considérablement le temps de calcul. Par la suite cette
puissance est comparée à l’échantillon de puissance déterminé précédemment (PPV-1)
constituant ainsi la fonction de dérivée de puissance. Cette fonction permet de connaître en
permanence si le point de fonctionnement du système s’approche ou s’éloigne du point de
puissance maximal du GPV. Comme le montre la figure 3-12, une dérivée de puissance
positive (de P1 vers P2) indique que le point de fonctionnement s’approche du PPM,
impliquant ainsi un maintient du sens de recherche. Lorsque le signe de la dérivée est
négatif (de P2 vers P3), cela signifie que le PPM est dépassé et dans ce cas le sens de
recherche doit être inversé pour converger de nouveau vers le PPM.
Un temps d’attente (délai) est introduit au sein de cette commande pour s’assurer que
le convertisseur se trouve en régime établi avant d’inverser la direction de recherche du
PPM. De ce fait, la commande a besoin de deux conditions pour autoriser l’inversion du
sens de recherche qui sont, une dérivée de puissance négative et le délai écoulé. Outre le
fait d’attendre que le convertisseur soit en régime établit, ce délai est intéressant lors de
variations brusque d’ensoleillement, c’est-à-dire quand la puissance du GPV passe par
exemple du point P2 à P4. En effet, cette perturbation implique une dérivée de puissance
négative signifiant logiquement un dépassement du PPM et impliquant une inversion du
sens de recherche, ce qui a pour effet de s’éloigner momentanément du PPM.
La présence du délai au sein de la commande MPPT du LAAS-CNRS, permet de
s’assurer du signe de la dérivée de puissance en retardant l’inversion du sens de poursuite
du PPM. Ainsi, lorsque le point de fonctionnement transite de la puissance P2 vers P4, la
commande détecte une dérivée de puissance négative mais comme le délai ne s’est pas
écoulé le sens de poursuite est maintenu. L’échantillon de puissance qui suit (P5) indique,
par une dérivée positive, à la commande que le système converge bien vers le nouveau
PPM, dans le but d’osciller autour de ce dernier indéfiniment.
30
PPV [W]
PMAX1
PMAX2
dPPV
<0
dt
Sens de
Recherche P3
P2
Sens de
Recherche
P1
Oscillations
autour du PPM
dPPV
>0
dt
dPPV
<0
dt
P5
Sens de
Recherche
P4
VPV [V]
Figure 3-12 : Principe du mode de recherche de la commande MPPT extrémale numérique du LAAS-CNRS.
3.2.1.1
Structure de l’Algorithme MPPT
Ici nous décrivons le fonctionnement de l’algorithme MPPT basé sur le signe de la
dérivée de puissance du module photovoltaïque représenté sur la figure 3-13.
Lorsque que la dérivée est positive, la variable α (variable indiquant le sens de la
recherche du PPM) reste inchangé puisque le signe positif de la dérivée indique que le
système se rapproche du PPM.
Lorsque la dérivée est négative cela signifie, logiquement, que le PPM est dépassé.
Dans ce cas, l’algorithme teste la valeur de la variable H (variable indiquant le
débordement du timer 0 représentant le temps d’attente). La variable H passe à « 1 »
lorsque τ secondes se sont écoulés depuis le dernier changement du sens de recherche du
PPM. Ainsi, si la variable H vaut « 1 » le sens de recherche est modifié en inversant la
valeur de la variable α, par la suite une réinitialisation du timer 0 et de la variable H est
effectuée. En résumé, le sens de poursuite est modifié que si la dérivée est négative et que
si τ secondes se sont écoulés depuis le dernier changement du sens de recherche. De cette
manière le point de fonctionnement du module PV oscille de manière permanente autour
du PPM.
31
Calcul derivée
Dérivée de
puissance positive
Alpha =1
Alpha=1
Dérivée de
puissance négative
Alpha =1
H=0
H=1
Alpha=1
Alpha=0
H=0
Dérivée de
puissance positive
Alpha =0
Alpha=0
Dérivée de
puissance négative
Alpha =0
H=0
H=1
Alpha=0
Alpha=1
H=0
Start timer
Start timer
Figure 3-13 : Schéma de principe de l’algorithme MPPT
3.3
3.3.1
Etage d’adaptation à partir du girateur BIF
Principe du girateur BIF associé à la commande MPPT.
Dans le chapitre 2, et le début de ce chapitre nous avons présenté respectivement, le
principe de fonctionnement du girateur BIF et de la commande MPPT numérique
développé par le LAAS. La suite de ce chapitre est consacrée à la mise en œuvre de ces
deux éléments dans le but d’effectuer une adaptation d’impédances entre le générateur PV
et une charge DC de manière à transférer le maximum de puissance du générateur à la
charge.
La figure 3-14 décrit le principe de fonctionnement d’un girateur BIF avec courant
de sortie associé à une commande MPPT. Il est à noter, que pour le cas du girateur l’action
de contrôle de la commande MPPT n’agira pas directement sur le rapport cyclique D du
convertisseur mais correspondra aux variations adéquates de la conductance g. Pour
démontrer la faisabilité et la compatibilité de ces deux systèmes, nous avons étudié le point
de fonctionnement en régime stationnaire et sa trajectoire en régime dynamique.
32
Ra
GPV
D1
L2
L1
La
Rd
C2
C1
Cd
Battery
Rshunt
Adj Hyst
g
X
AD 835AN
+
R2
VSA CONTROLE
iSA
MPPT
+
R1
R1
R2
Figure 3-14 : Convertisseur BIF associé à une commande MPPT numérique.
3.3.2
Résultats expérimentaux
Plusieurs essais expérimentaux ont été réalisés pour valider le fonctionnement de la
structure giratrice BIF associé à la commande MPPT numérique en tant qu’étage
d’adaptation. Un essai en régime stationnaire (figure 3-15) permet d’évaluer les
performances de la commande MPPT, tandis que les essais des figures 3-16 et 3-17
représentent le comportement du convertisseur en présence de perturbations
météorologiques.
La figure 3-15 représente le comportement en régime établit du girateur BIF
connecté à une batterie au plomb de 12V. Sur cette figure, les différents paramètres du PV
(IPV, VPV et PPV) ainsi que la tension de batterie et le signal de conductance issue de la
commande MPPT sont représentés. Nous pouvons voir que le PPM est atteint par le
système et que le signal de conductance g oblige le système à osciller autour de ce dernier
indéfiniment. A partir des informations affichées sur ce relevé nous pouvons déterminer le
rendement de la commande MPPT correspondant au rapport entre la puissance moyenne et
maximale extraite du PV. Ici le rendement MPPT est de 98,5% pour une puissance
moyenne de 23,8 W.
33
Ve
Vbat
g
Ie
PPV
Figure 3-15 : Relevé expérimental en régime établit d’un girateur BIF
La figure 3-16 illustre la réponse du système lorsqu’il est soumis à une brutale
variation d’ensoleillement. Cette perturbation est obtenue par la mise en parallèle de deux
modules PV créant dans un premier temps ainsi une variation positive du courant. Nous
pouvons voir que les équations (2.1) et (2.2) définissant le girateur G sont respectés car une
augmentation du courant d’entré va se traduire par une augmentation de la conductance g
afin de garder l’égalité entre les équations et d’obtenir le nouveau point de puissance. A
noter que le nouveau PPM est atteint au bout de 30ms.
Ve
Vbat
g
Ie
PPV
Figure 3-16 : Réponse du système lors d’une variation positive du courant IPV.
.
La même analyse peut être effectuée que précédemment sur la figure 3-17, mais cette
fois ci pour une décroissance du courant IPV et de la conductance g. Lors de cet essai le
temps de réponse du système est estimé à 20 ms.
34
Ve
Vbat
g
Ie
PPV
Figure 3-17 : Réponse du système lors d’une variation négative du courant IPV.
Ces différents résultats expérimentaux permettent de valider le fonctionnement du
girateur BIF comme étage d’adaptation pour des applications photovoltaïques.
35
4
Réalisation électronique d’un girateur de type G basé sur le
convertisseur BIF
Dans ce chapitre, nous présentons et nous détaillons le schéma de conception du
girateur G utilisé durant le projet.
4.1
Schéma électronique du girateur G
Figure 4-1 : Schéma électronique du girateur G avec filtre d'entrée (BIF)
Sur la figure 4-1 nous pouvons distinguer les deux schémas électroniques (puissance
et commande) utilisés pour réaliser l’étage d’adaptation. La carte de puissance est basée
sur le principe d’un convertisseur abaisseur auquel nous avons rajouté un filtre d’entré
(LC) et les différents réseaux d’amortissement, comme vue dans le chapitre 2, afin de
garantir la stabilité de la structure. Une diode anti-retour est insérée en entrée du
convertisseur pour empêcher la destruction du générateur photovoltaïque par l’absorption
d’un courant négatif qui peut provenir par exemple, la nuit de la batterie lorsque le panneau
photovoltaïque passe en mode récepteur. Sur cet étage de puissance, on retrouve également
les différents capteurs de tension et de courant indispensables au bon fonctionnement de la
carte de commande. La tension du panneau (VPV) nécessaire à la commande MPPT pour
déterminer la puissance du panneau et à la surface de glissement pour réaliser le produit
g.VPV est obtenue à partir de deux ponts diviseurs de valeurs différentes. Les chutes de
tension présentes aux bornes des résistances shunts et renvoyées aux capteurs référencés
MAX 4172 dans le but d’obtenir une image des courants d’entrée (IPV) et de sortie (IL2)
nécessaire à la recherche du PM et à la commande du MOSFET par l’intermédiaire de la
surface de glissement.
36
Driver IRF 2125 :
Figure 4-2 : Schéma du convertisseur BIF avec le driver
Pour rendre passant un MOSFET, il suffit d’appliquer une tension entre la source et
la grille (Vgs) supérieure à 4V. Or dans la structure évoquée ci-dessus, la source du
MOSFET est flottante ce qui ne permet pas d’appliquer directement à la grille le signal de
commande issue du comparateur à hystérésis. Pour remédier à ce problème, la solution
retenue consiste à utiliser le driver IR2125 associé à une capacité de Bootstrap, donc le
câblage est présenté ci-dessus. Le principe général de fonctionnement est le suivant : lors
de la phase de roue libre, c'est-à-dire quand la source du MOSFET est connectée à la
masse, la capacité de Bootstrap C3 se charge par l’intermédiaire de l’alimentation Vdriver,
puis lorsque le signal de commande passe à l’état haut la capacité se décharge dans la
résistance de grille ce qui met en conduction le MOSFET.
Multiplicateur analogique AD 835 :
test Ve
8
7
Ve
test g
1
2
g
4
6
3
VCC
C12
-Vcc
C13
X1
X2
W
5
gVe
Y1
Y2
Z
+VS
-VS
AD835
Figure 4-3 : Multiplier
Pour implémenter la surface de glissement S(x) = gVe-Is, la tension Ve est multipliée
à la conductance g, issue de la commande MPPT, par l’intermédiaire du multiplicateur
analogique AD835 dont le principe de fonctionnement est décrit par l’équation ci-dessous :
W = (X1-X2).(Y1-Y2) + Z
37
(4.1)
Avec X1 = Ve,
X2 = 0,
Y1 = g,
Y0 = 0,
Z = 0.
ce qui donne :
W = (Ve-0).(g-0) + 0
W = Ve.g
Comparateur à Hystérésis :
R17
VCC
C15
VCC
testgVe
8 5
2 +
gVe
R12
Is
3 -
testIs
R13
7
test_pwm
AO
LM311
4 1 6
-Vcc
C14
Figure 4-4: Comparateur LM311
La surface de glissement Is = g.Ve (2.2) est réalisé à partir d’un comparateur câblé en
montage inverseur dissymétrique. L’AOP fonctionne en régime de saturation à cause de la
réaction positive (retour de la sortie sur l’entrée V+). Par rapport à un comparateur à
hystérésis classique une source de tension (g.Ve) est introduite, ce qui a pour effet de
modifier les seuils de basculement du comparateur. En effet la tension différentielle
d’entrée ε est égale à :
ε = gVe + VR12 –VIs = gVe + R12/(R12+R17) (Vs-gVe) – VIs
en posant K = R12/(R12+R17)
(4.2)
(4.3)
on obtient :
ε = gVe + k (Vs-gVe)-VIs = KVs + (1-K)g.Ve-VIs = V+ - Vpar identification :
V+ = KVs + (1-K)g.Ve
V- = VIs
(4.4)
(4.5)
38
On peut voir que les tensions de basculement, comparé à un comparateur à hystérésis
classique, sont décalées vers le haut d’un facteur (1-K)g.Ve. Ainsi les seuils de
basculement deviennent :
S1 = K.(+Vsat) + (1-K)g.Ve lorsque V+ > VIs
S2 = K.(-Vsat) + (1-K)g.Ve lorsque V+ < VIs
(4.6)
(4.7)
De ce fait, le courant Is est maintenue dans une fourchette de valeurs S1 et S2.
Lorsque le courant Is est inférieur à S1, l’interrupteur MOS est en conduction et le courant
croit dans l’inductance L2. Des que ce dernier dépasse le seuil S1, le courant IL2 décroit due
au fonctionnement en mode de roue libre du convertisseur. Lorsque le seuil S2 est atteint le
MOSFET se remet à conduire et le cycle redémarre. De par ce principe nous obtenons la
surface de glissement Is = g.Ve (2.2)
A noter qu’une résistance (R3) de tirage ou de « pull-up » est insérée à la sortie du
comparateur du fait de la présence d’un transistor à collecteur ouvert, afin de garantir un
signal de sortie compris entre 0 et VCC.
PIC 18F1220 :
C10
Vpv
C7
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Ipv
C8
AN0
RB3
AN1
RB2
RA4
OSC1
MCLCbarreOSC2
VSS
VDD
RA2
PGD
RA3
PGC
RB0
RB5
RB1
RB4
R11
18
17
16
15
14
13
12
11
10
X1
C9
VCC
C17
PIC18F1220
VCC
R22
C6
1
2
3
g
VCC
CON3
R23
Figure 4-5 : Microcontrôleur PIC18F1220
Le signal de conductance g permettant de rechercher le PM est issue du
microcontrôleur référencé PIC18F1220, dont les caractéristiques techniques sont rappelées
dans le tableau 4.1. La tension et le courant du PV sont échantillonnés grâce aux entrées de
conversion Analogique Numérique (AN0 et AN1) afin de permettre à l’algorithme de
recherche de calculer à tout instant la puissance présente aux bornes du PV. Deux
condensateurs C7 et C8 sont insérés sur les ports d’acquisition de façon à réduire
l’influence du bruit résiduel durant la détermination de la puissance. Un quartz de 20 Mhz
impose la fréquence d’oscillation du microcontrôleur.
39
A noter qu’un rhéostat R23 connecté à la tension d’alimentation est introduit sur la
carte de commande de façon à fournir un signal g constant dans le but de valider le
fonctionnement de la structure giratrice en boucle ouverte.
PIC18F1220
Operating frequency
RESETS (and DELAYS)
Flash Memory
EEPROM Data Memory Bytes
RAM bytes
I/O PORTS
Timers
Capture/Compare/PWM Module
10 bit Analog to Digital Module
Serial Communications
I/O pins
Prix
40 MHz
PBOR/PLVD
4k
256
368
PORTS A,B
4 (1-8bits, 3-16bits)
1
7 input channels
EUSART
16
3,97 euros
Tableau 4.1 : Caractéristiques les plus importantes du PIC18F1220 [12]
4.2
Emplacement des composants constituant le girateur BIF
Les figures 4-6 et 4-7 montrent l’emplacement et la connexion des composants du
prototype final, cette carte électronique a été réalisée à l’aide du logiciel ORCAD 10.5.
Figure 4-6 : Vue TOP d'un girateur de type G avec filtre d'entrée (BIF)
40
Figure 4-7: Vue BOTTON d'un girateur de type G avec filtre d'entrée (BIF)
Figure 4-8: Réalisation de la carte d'un d’un girateur de type G avec filtre d’entrée (BIF)
41
5
Conclusion
Ce projet consistait à concevoir un étage d’adaptation photovoltaïque pouvant
favoriser, par la suite, la mise en parallèle de plusieurs modules photovoltaïques
électroniques.
C'est-à-dire concevoir un étage de puissance à partir d’un convertisseur de puissance,
qui soit dans un premier temps compatible avec la commande MPPT numérique développé
par le LAAS-CNRS, et ayant un comportement en sortie de source de courant. Nous avons
pour cela effectué une comparaison entre le convertisseur abaisseur buck et le girateur de
puissance de type G basé sur le convertisseur BIF, étant considéré comme deux
convertisseurs pouvant répondre à notre application. Plusieurs essais de simulation ont
permis de mettre en avant les propriétés intrinsèques du girateur BIF. Ce dernier, de par sa
loi de commande Is = g.Ve permet de garantir un courant de sortie stable quelque soit les
variations de charge, contrairement au convertisseur buck. Ses capacités à transformer une
source de tension présente sur son port d’entrée en une source de courant en sortie font de
lui le convertisseur le plus adéquat pour envisager une connexion en parallèle de plusieurs
structures.
Ce convertisseur de puissance a été associé, par la suite à la commande MPPT
numérique développé ces dernières années par le LAAS, dans le but de rechercher le point
de puissance maximal d’un module photovoltaïque. L’action de contrôle de cette
commande agit directement sur le rapport cyclique des convertisseurs est permet d’obtenir
des rendements MPPT supérieur à 99% quelque soit le type de convertisseur (abaisseur,
élévateur, abaisseur-élévateur) connecté. Pour le girateur BIF, la recherche du PPM
s’effectue par des variations sur la conductance engendrée par la commande MPPT. Des
résultats expérimentaux permettent de valider l’association et la compatibilité de la
commande MPPT avec ce type de convertisseur. L’ensemble présente un très bon
comportement autant en régime stationnaire qu’en régime dynamique vis-à-vis de
perturbation d’irradiation. Ainsi, nous retrouvons des rendements MPPT de l’ordre de 98%
et des temps de réponse inférieur à 50ms. Ce qui permet de dire que cette structure est
adaptée pour être utilisée en tant qu’étage d’adaptation.
La poursuite des travaux consiste à développer plusieurs prototypes afin de pouvoir
les connectés en parallèle et les comparer avec d’autres structures ne possédant pas les
propriétés intrinsèques du girateur de type G basé sur le convertisseur BIF.
42
6
Références Bibliographiques
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S.Singer, “Classification and síntesis of power gyrators, “IEE Proceeding Electric
Power Applications, vol 153, November 2006.
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[10]
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Schweitz, G.; Alzieu, J.; “Adaptative digital MPPT control for photovoltaic
applications, ” Industrial Electronics, 2007, ISIE 2007, International Symposium on
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43
44